Оmax — /оrain). В Пределах КОТОрОГО 4 страница

тельных резонансных контуров ц раллельно сопротивлению нагрузк или параллельных резонансных ко туров последовательно с ним. Тр буемое положение нуля обеспечивав ся изменением настройки контуро их добротности и характеристическо сопротивления, а для связанных ко туров - дополнительно коэффицие та связи.

Рассмотренные способы формир вания АЧХ и ФЧХ позволяют пр ектировать УПЧ с широкой полос< пропускания при повышенном коэ фициенте усиления, высокой лине ностью ФЧХ и повышенной избир тельностью. Однако для реализащ таких УПЧ нужны каскады с разн типными избирательными цепями, результате УПЧ оказываются мен технологичными, более трудоемкими настройке и, кроме того, обладающ ми повышенной чувствительностью дестабилизирующим факторам. П этому (если требованиям к АЧХ ФЧХ удается удовлетворить) щ массовом производстве УПЧ выполн ют, как правило, из одинаковых ка кадов с простыми избирательными ц пями одного типа: одиночными конт рами или двумя связанными контур ми.

УПЧ с одиночными контурам

Рассмотрим усилительные и избир тельные свойства УПЧ с идентичньн каскадами, настроенными на часто /„. Для m-каскадного усилителя учетом (3.20) получим

(4.1

Модуль коэффициента усиления

(4 .1

Если УПЧ достаточно узкополое (П_то//п < 0,1), то крутизну транзист ра можно считать неизменной в пр делах полосы пропускания, т. |K.j!| |К_а10(. Тогда нормированную

АЧХ m-каскадного УПЧ можно определить из (4.12) таким образом:

(4.13)

где Ко = "i«2l^2iol ^3K — резонанс ный коэффициент усиления отдельно го каскада.

Из (4.13) можно определить полосу пропускания УПЧ по уровню 3 дБ:

(4.14)

Здесь П₀- {ай-_лк — полоса пропускания одиночного каскада.

Из (4.14) следует, что с ростом числа идентичных каскадов УПЧ полоса пропускания всего усилителя сужается. Для получения полосы пропускания n_m0i7 УПЧ полосу каждого из т каскадов необходимо выбирать из соотношения

При этом затухание нагруженного одиночного контура

Фазочастотная характеристика УПЧ на одиночных настроенных контурах определяется из (4.11):

cp_m = — т arctg|4-m argK₂₁. (4.15)

Коэффициент прямоугольности АЧХ можно найти из (4.4), (4.13) и (4.14) для конкретного уровня SI (обычно 1/SI = 0,1; 0,01):

УПЧ с одиночными контурами просты в настройке, их АЧХ достаточна стабильна при небольших случайных расстройках отдельных контуров. Однако г!ри одинаковых коэффициентах усиления УПЧ с одиночными контурами по сравнению с УПЧ других типов имеют меньшую полосу пропускания и наихудший коэффициент прямоугольности: К пол 3,0.

УПЧ с двумя связанными контурами в каждом каскаде. Принципиальная схема одного каскада УПЧ с двумя связанными контурами показана на рис. 4.7, а его эквивалентная схема — на рис. 4.8. Связанные контуры считаем идентичными. Согласно [25], коэффициент усиления такого каскада

убеждаемся, что в (4.17) имеется два комплексно-сопряженных полюса на плоскости комплексной расстройки:

Рис. 4.8

<7_lf2 = —1 ± /В. Из (4.16) находим модуль коэффициента усиления каскада

(4.18)

где В = /Ссв /^эк — обобщенный коэффициент связи между контурами; d_3K — эквивалентное затухание контура.

Коэффициент усиления всего УПЧ

Отсюда можно определить нормированную АЧХ m-каскадного усилителя при |К₂₁| == |К₂₁₀|:

(4.20)

Подробный анализ поведения АЧХ (4.20) показывает, что при 8 < В_кр она является одногорбой, при критическом коэффициенте связи 6_кр = 1 имеет максимально-плоскую форму, а при 6 > в_кр на центральной частоте настройки (£ = 0) появляется провал, возрастающий с увеличением В, т. е. она становится двугорбой кривой.

Коэффициент усиления при номинальном значении промежуточной частоты

Из (4.21) можно найти отптималь-ное значение 6, при котором реализуется максимальный коэффициент усиления одного каскада (т = 1) УПЧ иа частоте /_п. Приравнивая нулю

производную ^ ^Кта, получаем В ■■■=

= В_кр = 1, Откуда Ко max

= 1 'КвдКп ^.к. АЧХ и ФЧХ

/л-каскадного усилителя определ) ся выражениями

Для реализации требуемой пс сы пропускания П_т0_₇ затуха каждого контура должно быть ра

Основными преимуществами У] на связанных контурах по сравнен с УПЧ на одиночных контурах яв, ются большее усиление на каскад г заданной полосе пропускания и л шая избирательность (Кпол * 2), недостатком — более сложные кон рукция и настройка.

Устойчивость работы УПЧ. П устойчивостью работы усилителя i нимают отсутствие склонности к са\ возбуждению и сохранение стабш ности основных параметров (коз фициента усиления, полосы пропуск ния и т. д.) в условиях эксплуатаци Склонность к самовозбуждению опр деляется величиной паразитных о ратных связей — внешних и внутре них. Первые снижают экранирован ем, рациональным монтажом, испол зованием фильтров в цепях питани Вторые обусловлены, как извести* обратной проводимостью активнь приборов и основным условием усто1 чивой работы усилителя при наличи внутренней обратной связи являете снижение его коэффициента усил< ния. Для устойчивого коэффициент усиления Кус_Т получены крличеа венные оценки в предположении, чт изменения полосы пропускания и кс эффициента усиления при наличи обратной связи не превышают 5— 20%. Так, коэффициент усиления од ного каскада в многокаскадном УП¹ с одиночными контурами не долже! превышать [25] значения

(4.22

где А = V^IK sj/ K jj I — активность усилительного прибора.

Для инженерных расчетов вместо (4.22) часто используют значение Ко < К_уст = 0,5 А.

Более подробный анализ показывает [25], что условие (4.22) с некоторым запасом справедливо и для УПЧ с двумя связанными контурами.

Для реализации большого Ко целесообразно выбирать усилительный прибор с высокой активностью. Для повышения устойчивой работы рекомендуется также уменьшать коэффициент включения n_lt применять стабилизирующие резисторы [32], переходить к использованию каскодных схем ОЭ—ОБ, ОИ—ОЗ. При этом расчет отдельных каскадов проводят на заданную полосу пропускания в режиме фиксированного усиления.

Стабильность основных параметров УПЧ в реальных условиях работы зависит от изменения крутизны, входных и выходных полных проводимостей активных приборов, деталей контуров УПЧ. Из опыта разработки УПЧ известно, что при 10—20 %-ном допустимом изменении полосы пропускания и коэффициента усиления относительные изменения емкостей контуров не должны превышать следующих

значений: < (0,4ч-0,7)П//_п -

для УПЧ с двумя связанными контурами; АС/С < (0₍7Ч-0,9)П//_П — для УПЧ с одиночными контурами. На основе этих соотношений могут быть выбраны емкости в контурах, если известны значения АС ж л? АС_ВЫХ + + «! ЛС_ВХ, Ad w п\ АС_ВЫХ „ АС_г к п\ ДС_{ВХ 2} (см. рис. 4.8).

В УПЧ приемников сложных сигналов необходимо обеспечивать высокую стабильность ФЧХ, это же требование относится и к УПЧ в модулях АФАР (см. гл. 6). Для повышения фазовой стабильности рекомендуется выбирать активные приборы, у которых /„> /_п, осуществлять термокомпенсацию элементов контуров, снижать зависимость фазовых сдвигов от амплитуды, для чего в последних каскадах УПЧ применяют транзисторы среднего и большого уровня

мощности и др. Более подробные сведения о способах повышения фазовой стабильности в УПЧ изложены в 127]. Следует отметить, что применение транзисторов средней мощности в последних каскадах УПЧ снижает не только фазоамплитудную зависимость, но и в целом уровень нелинейных искажений в УПЧ. Применение полевых транзисторов, особенно в регулируемых каскадах УПЧ, также позволяет снизить нелинейные искажения. Как известно, передаточная характеристика полевых транзисторов по форме близка к квадратичной, благодаря чему можно реализовать малые отношения 5^<2)/S (S^(2> — вторая производная крутизны передаточной характеристики), от которых зависит большинство нелинейных эффектов в резонансных усилителях (см. гл. 3). Кроме того, применение полевых транзисторов целесообразно в каскадах УПЧ, которые должны иметь высокое входное сопротивление, например при подключении УПЧ к высокоомному выходу транзисторного смесителя.

В УПЧ, изготовляемых средствами микроэлектроники, выполнение катушек индуктивности с требуемыми размерами и добротностью затруднено. Для реализации избирательности в таких УПЧ широко используют различные активные /?С-цепи, которые часто выполняют в виде избирательных звеньев первого и второго порядков. Общая избирательность достигается каскадным соединением звеньев, которые имеют требуемое расположение полюсов и нулей. В частности, звенья второго порядка имеют передаточную характеристику вида

где ш_г, (о_р — частота нуля и полюса; Qz, Qp — добротность нуля и полюса.

Для реализации избирательности в УПЧ обычно используют два варианта:

1) каскадное соединение звеньев ФНЧ и ФВЧ (см. рис. 4.4)

2) звено полосовой фильтрации:

УПЧ по данному методу проектируют на операционных усилителях, охваченных обратной связью. Недостатки подобных УПЧ — сравнительно низкие частоты (не выше единиц мегагерц), большая потребляемая мощность, неширокий динамический диапазон. Более перспективны УПЧ на ИТУН (источник тока, управляемый напряжением), выполненные на микросхемах высокочастотных усилителей или транзисторных микросборках. В качестве примера укажем на реализацию схемы одного каскада УПЧ с резонансной частотой /_п = = 10 МГц и полосой 500 кГц на двух гибридно-интегральных ОУ.

Достоинством УПЧ с распределенной избирательностью на основе RC- цепей является использование унифицированных блоков — звеньев в виде микросхем или микросборок, простота расчетов, наглядность и удобство настройки звеньев и УПЧ в целом.

Переходные процессы в УПЧ возникают при прохождении через него радиоимпульсов с изменяющимися амплитудой, частотой, фазой. С такими сигналами работают системы цифровой радиосвязи, импульсной радиолокации, радиоуправления. Кроме того, с переходными процессами приходится считаться при воздействии импульсных помех на линейную часть приемника.

Из-за переходных процессов в УПЧ форма радиоимпульсов иска-

жается. Эти искажения можно ра считать по переходной характерист ке конкретного УПЧ, найденной, н пример, с помощью обратного пр образования Лапласа 125]. Привед< окончательные результаты для нек торых типов УПЧ. Так, в УПЧ с од ночными контурами с достаточж для инженерных расчетов степень точности время установления ампл туды радиоимпульса, т. е. врем в течение которого амплитуда ради импульса нарастает от 0,1 до 0,9 уст новившегося значения, определяет! соотношением

1 аким образом, зная г_у, можно ра считать по соотношению (4.23) поло(пропускания n„_i7, а затем определи затухание контуров так же, как и д.) непрерывных сигналов.

Анализ переходных процессов УПЧ на связанных контурах п] критической связи между контура} (ркр — 1) Дает значение /_у: да 0,81/П₀,₇. При связи больше кр тической (р > 1) переходный пр цесс с установлением амплитуды с провождается выбросом, приче амплитуда выброса увеличивается ростом числа каскадов и увеличение обобщенного коэффициента связи Таким образом, оптимальной rj правильного воспроизведения фop^ радиоимпульсов является максимал но плоская форма АЧХ УПЧ.

Следует отметить, что форма р диоимпульсов искажается не только УПЧ, но и во входной цепи приемн ка, и в УРЧ, если полосы пропуск ния их соизмеримы с полосой пр пускания УПЧ. Общее время уст новления в этом случае приближе но рассчитывают по соотношени

ty да V^y.Bx.u + ty урч -+ 'у упч. ^г'

'у.вх.ц. *уурч, t_y упч — времена уст новления во входной цепи, УРЧ УПЧ, соответственно.

Дополнительные сведения о пр хождении модулированных (AM, 41 сигналов через УПЧ см. в гл. 1

§ 4.3. УПЧ с сосредоточенной избирательностью

В УПЧ с сосредоточенной избирательностью избирательность обеспечивается фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), который включают между преобразователем частоты и первым каскадом УПЧ. Если ФСИ вносит большое затухание, то для снижения коэффициента шума приемника ФСИ включают между первым и вторым каскадами УПЧ. Каскады УПЧ при наличии ФСИ обычно выполняют апериодическими либо слабоизбирательными и практически они не влияют на общую АЧХ УПЧ.

Достоинства УПЧ с ФСИ: простота в изготовлении и настройке; стабильность АЧХ и ФЧХ в условиях эксплуатации; меньшая склонность к самовозбуждению.

Недостатки УПЧ с ФСИ: неполное использование по усилению активных приборов, так как апериодические каскады имеют меньшее усиление; повышенное энергопотребление из-за увеличенного количества активных приборов.

В современных радиоприемниках в качестве ФСИ применяют электрические фильтры, электромеханические, пьезомеханические, пьезоэлектрические фильтры на объемных акустических волнах (ОАВ) и поверхностно-акустических волнах (ПАВ), дискретные и цифровые фильтры.

В качестве электрических фильтров используют многозвенные LC- фильтры или активные £?С-фильтры. LC-фильтр представляет собой систему Т- или П-образных полосовых

звеньев, согласованных между собой по характеристическому сопротивлению. Общее число звеньев достигает 5—10 и более. Наиболее часто в этих ФСИ используют емкостную или индуктивную связь между контурами. Для согласования ФСИ применяют автотрансформаторное (как на рис. 4.9) либо транформаторное его подключение к преобразователю частоты и УПЧ.

Расчет одного П-образного звена (обведен пунктиром на рис. 4.9) проводят по соотношениям:

где /_1>2 ~ /_п ± П/2 — частоты среза фильтра; П — полоса пропускания; р — характеристическое сопротивление фильтра (обычно для транзисторных УПЧ р = 14-20 кОм).

Можно показать, что вносимые ФСИ потери

где т — число контуров; П//„ — относительная полоса пропускания; Q₀ — собственная добротность контура.

Для снижения потерь необходимо повышать добротность Q₀. В ФСИ, применяемых в диапазоне частот 50— 1000 МГц, контуром с повышенной добротностью (Q₀ = 400-^800). служит спиральный резонатор. По существу он представляет собой четвертьволновый коаксиальный резонатор, внутренний проводник которо-

го для уменьшения габаритов свернут в спираль. Спиральные резонаторы в ФСИ обычно индуктивно связаны. Индуктивная связь выполняется снижением высоты экрана, разделяющего два соседних резонатора, со стороны заземленных концов спиральных катушек (рис. 4.10), т. е. в пучности магнитного поля. Крайние резонаторы фильтра связываются с нагрузками на входе и выходе авто-трансформаторно — с помощью отвода от спирали.

Расчет ФСИ на спиральных резонаторах с внешним проводником квадратной формы выполняют по соотношениям:

Здесь N — число витков спирали; S — сторона квадрата внешнего проводника, см; б — толщина стенки каркаса, на который намотана спираль, см; е — диэлектрическая проницаемость каркаса.

Величину S определяют по требуемой добротности Q₀ = 5К/п/0,0423, где /_п выражено в МГц, S — в см.

Для получения максимальной добротности рекомендуются определенные конструктивные соотношения (см. рис. 4.11): d/S = 0,66, r/d„ = 2, b/S= 1, H/S = 1,6, где d, т, d₀ и Ь — диаметр намотки спирали, ее шаг, диаметр провода и длина соответственно; Н — высота внешнего проводника.

Коэффициенты связи между соседними резонаторами k_{tt i+1} и коэффициенты трансформации нагрузок на входе л_вх и выходе п_вых ФСИ определяются выражениями

где a_lt a_t, а_п — значения элементов низкочастотного (НЧ) прототипа ФСИ (приводятся в справочной литературе по фильтрам);. R_lf R₂ — сопротивления нагрузок на входе и выходе фильтра соответственно; р =

= 233,6//„5 (1 + l,7726e/S) - ха рактистическое сопротивление резс натора, кОм.

Конструктивно значения коэф фициентов fei.j+i реализуются изме нением положения экрана между сс седними резонаторами (размер h н рис. 4.10) по приближенной зависи мости &_м+1 да 0,071 (hid)¹-⁹¹, значения коэффициентов п_в И «вых — с помощью отводов о спиралей согласно соотношения] /вх = (arcsinn_BX) /V790°, /_вых --= (arcsin л_вых) N/90°, где /_вх, /_вых -расстояние по соответствующей спг рали от точки отвода до точки зазе\ ления спирали, выраженное чере число витков спирали.

Настройка ФСИ производите путем точной настройки каждого р< зонатора на частоту /„ с помощью лг тунного винта со стороны незаземлег ного конца спирали и подбора вeл^ чины связи между соседними резон; торами посредством перемещения эг ранов.

В ФСИ на частоты порядка 10 МГ и ниже широко используют активны /^С-цепи. Например, для замены иг дуктивности в LC-фильтрах в дш пазоне 100—200 кГц применяют гг раторы, выпускаемые промышленнс стью в виде микросхем (409СС1 247УП7 и др.). Для частот от 100 кГ до 5—10 МГц разработаны гибридне пленочные схемы гираторов на осное усилителей с обратной связью, в кс торых использованы дискретные выс< кочастотные транзисторы. Как извес но, гиратор преобразует емкостное с(

противление нагрузочного конденсатора С„ на выходных зажимах в индуктивное сопротивление на входных зажимах согласно соотношению Zbx = Rhj<*>C„, где Ro — сопротивление гирации. При этом заземленную индуктивность в звене LC-фильтра (рис. 4.11) заменяют гиратором, как показано на рис. 4.12, а для замены незаземленной индуктивности (рис. 4.13, а) требуется пара гирато-ров (рис. 4.13, б). Недостаток гира-торной реализации — сравнительно низкие частоты. Для повышения рабочих частот ФСИ, построенных на активных RC-цепях, используют усилители с конечным усилением, в частности, повторители напряжения, охваченные многопетлевой обратной связью. Такие ФСИ имеют более высокую стабильность параметров и широкий динамический диапазон.

Пример функциональной схемы ФСИ четвертного порядка на повторителях напряжения приведен на рис. 4.14, а, а его принципиальной схемы на серийных микросхемах — на рис. 4.14, б.

Существенное повышение диапазона рабочих частот ФСИ (100 МГц и выше) достигается применением сверхвысокочастотных транзисторов. Звено второго порядка такого высокочастотного ФСИ можно выполнить,

например, в виде каскадно соединенных ФВЧ и ФНЧ по схеме рис. 4.4. Повышение диапазона рабочих частот достигается также при использовании в фильтре преобразования частоты (так называемые фильтры с двойным частотным переносом, параметрические фильтры). Дополнительным преимуществом этих фильтров является совместимость по технологии с интегральными схемами. Первый перемножитель на рис. 4.15 вместе с ФНЧ, который может быть выполнен в виде высокоизбирательного активного У?С-фильтра, является смесителем с низкой промежуточной частотой, а второй — балансным модулятором. При прохождении через такое устройство сигнал преобразуется по частоте в сторону уменьшения, фильтру-

ется, а затем вновь преобразуется к исходной частоте, причем нестабильность частоты вспомогательного гетеродина компенсируется.

Электромеханические и пьезоме-ханические фильтры обычно применяют на частотах не более 1 МГц, в частности, в УПЧ радиовещательных приемников на частоту 465 кГц.

Пьезоэлектрические фильтры на ОАВ представляют собой электромеханическую резонансную систему, выполненную из пластины пьезоэлек-трика (кварц, пьезокерамика) с нанесенными на ее поверхность электродами и контактными площадками. Диапазон частот современных кварцевых ФСИ колеблется от нескольких сотен герц до десятков мегагерц, а при возбуждении кварцевых резонаторов на высших механических гармониках он составляет 300—400 МГц. Пьезоэлектрические фильтры термостабильны: относительное изменение средней частоты кварцевых фильтров равно 5 • Ю^-7 1/град, пьезокерами-ческих — 1 • 10~^Б 1/град.

ФСИ на основе пьезокерамики обычно состоят из Г-образных звеньев, как на рис. 4.16, где показана электрическая схема восьмирезонаторно-го фильтра ПФ1П-1М на стандартную промежуточную частоту 465 кГц. Лучшие результаты по избирательности дает включение пьезорезонаторов по дифференциально-мостовой схеме (рис. 4.17).

В микроэлектронном исполнении дифференциальный трансформатор на рис. 4.17 заменяется фазоинверс-ным каскадом (рис. 4.18). В настоящее время широко используются интегральные пьезоэлектрические фильтры на ОАВ, конструктивно оформленные в виде пластины пьезо-электрика (обычно кварца), на обеих сторонах которой нанесены электроды, при этом используются объемные колебания сдвига пластины по толщине. При опеределенных размерах электродов основная доля акустической энергии локализуется в объеме между верхним и нижним электродами («захват энергии») и экспоненци-

ально затухает при удалении от элек тродов. Это позволяет разместить hj одной пластине несколько акусти чески связанных резонаторо! (рис. 4.19, а), электрическим эквива лентом которых являются индуктивн(связанные контуры (рис. 4.19, б) Соединяя пары акустически связан ных резонаторов электрическими пе ремычками (рис. 4.20), реализуют мно горезонаторные ФСИ с затуханием; полосе запирания 80 дБ и более.

Переходя к рассмотрению пьезоэлектрических ФСИ на ПАВ, отметим прежде всего их достоинства, к которым относятся:

высокие технологичность и надежность, повторяемость параметров;

получение относительных полос пропускания от 0,01 до 100 %;

возможность получения АЧХ, близкой к прямоугольной, при линейной ФЧХ;

возможность достижения малых потерь в полосе пропускания (в лучших образцах 1—2 дБ) [14].

Фильтры на ПАВ сравнительно легко реализуются в диапазоне частот от 10 МГц до 1 ГГц. Нижний предел по частоте ограничен размерами пьезо-подложки, а верхний — возможностями технологии. Отметим, что ФСИ на ПАВ наряду с обеспечением избирательности может решать задачи оптимальной обработки сигналов, в частности согласованной фильтрации, корреляционной обработки.

Фильтр на ПАВ обычно содержит входной и выходной встречно-штыревые преобразователи (ВШП) поверхностно-акустической волны, расположенные на поверхности пьезопод-ложки (рис. 4.21). При поступлении электрического сигнала на входной ВШП на поверхности пьезоподложки возбуждаются акустические волны, часть энергии которых распространяется в направлении выходного ВШП, где происходит обратное преобразование акустических волн в выходной электрический сигнал. Если длина волны ПАВ равна двум периодам решетки (к = 2dp), то акустические колебания синфазно складываются, наступает резонанс на частоте /„ = v/(2d_p), где v — скорость распространения ПАВ (для ниобата лития v да 3,48 • 10³ м/с, а для кварца v да да 3,15 • 10⁸ м/с). Из сотношения для /о нетрудно получить, что фильтры на частоту 1—2 ГГц имеют ширину зазоров между штыревыми электродами й_я < 1 мкм. Выполнение таких электродов требует применения прецизионной фотолитографии.

Принцип частотной селекции фильтром на ПАВ проще уяснить, рассматривая процессы во временной области на примере фильтра, приведенного на рис. 4.22 (подобные фильтры называют иногда трансвер-сальными). Фильтр имеет N -+- 1 отводов, разделенных линиями задержки Т_п, п = 0, 1,.... /V, причем принято Т₀ —• 0. Каждый отвод характеризуется весовым коэффициентом а_п. Входной сигнал, поступивший на фильтр, пройдя /1-ю линию задержки, умножается на коэффициент а„, результат умножения складывается с

предыдущим сигналом и т. д. Таким образом, напряжение на выходе фильтра является суммой сигналов, поступивших через каждый отвод, и для комплексной амплитуды выходного напряжения можно записать

где т_п — общая задержка до п-го отвода.

Следовательно, частотная характеристика фильтра описывается выражением

Если например, Т_} = Т₉ =... = -= T_N, а_а = aj — а₂ =... = a_N, то расчет по последнему выражению показывает, что |Я(/со)| имеет вид

^sinwT.v| п ^ -. Если же весовые коэффици-

енты имеют огибающую, изменяющуюся по закону |sin///|, то фильтр будет иметь почти прямоугольную аплитудно-частотную характеристику (рис. 4.23). Иными словами, огибающая весовых коэффициентов и АЧХ этого фильтра связаны парой преобразований Фурье. Учитывая, что парой преобразований Фурье связаны между собой АЧХ фильтра и его импульсная характеристика h (t), приходим к простому правилу выбора весовых коэффициентов в таком фильтре: «профиль» весовых коэффициентов фильтра описывается его импульсной характеристикой. С учетом этого синтез фильтров проводят в такой последовательности: сначала вы-

полняют обратное преобразование Фурье для заданной АЧХ фильтра и определяют его импульсную характеристику, а затем по найденной импульсной характеристике, как по огибающей весовых коэффициентов, вычисляют эти коэффициенты. Число весовых коэффициентов, равное числу отводов от линии задержки, обычно находится в пределах от нескольких единиц до нескольких сотен. Его определяют, исходя из компромисса между точностью воспроизведения АЧХ и сложностью фильтра. Рассмотренный трансверсальный фильтр легко реализуется линией задержки на ПАВ: волна сигнала распространяется по пьезоподложке, при этом расстояния между соседними электродами определяют времена задержки Т_п, а интенсивность ПАВ в первом приближении пропорциональна длине электрода, поэтому, изменяя степень перекрытия соседних электродов пс их длине (так называемая аподиза-ция), можно реализовать требуемыг коэффициент а_п.