Uc-Uc cos ((ocf-t-<jp0). 2 страница

Достоинствами смесителей и преобразователей частоты на основе ИМС усилителей высокой частоты являются сравнительно высокий диапазон рабочих частот, малое энергопотребление, а недостатками — сравнительно узкий динамический диапазон входных сигналов, ограниченный неравенством (J фг, и повышенные требования к фильтрации напряжения сигнала (гетеродина), так как одно из них- проходит на выход.

В качестве примера на рис. 5.14 приведена схема ИМС усилителя высокой частоты К435УВ1, а на рис. 5.15 — схема преобразователя

частоты, выполненного на этой ИМ Усилитель выполнен на дифференц альной паре идентичных транзист ров 7\, 7"₃, в эмиттерные цепи которь включен ГСТ на транзисторе 7 Транзистор Г₄ в диодном включен! предназначен для термостабилизащ напряжения смещения на базе тра зистора То. Для повышения усто чивости к самовозбуждению в базовь цепи транзисторов 7\, Т₂, Т_я вклк чены стабилизирующие резисторы сопротивлением 62 Ом. Па транзит

Рис. 5.16

ре 7'g выполнен эмиттерный повторитель, который не связан по сигнальным цепям с дифференциальной парой транзисторов и может использоваться самостоятельно. Транзистор Т_ъ предназначен для улучшения развязки базовых цепей транзисторов 7%, Т_в. В преобразователе частоты (рис. 5.15) гетеродин выполнен на транзисторе Т_в по емкостной трехточечной схеме. Контур L_lC₁ настраивается на соответствующую гармонику кварцевого резонатора. Входной сигнал подается на вывод 8. В типовом режиме напряжение гетеродина не менее 100 мВ, а крутизна преобразования около 10 мА/В.

Примем для определенности, что напряжение гетеродина подается на базы транзисторов дифференциальной пары (см. рис. 5.13), напряжение сигнала — на базу транзистора ГСТ, а выходной сигнал снимается с коллек-

тора одного из транзисторов пары. В этом случае крутизну преобразования смесителя определяют следующим соотношением: при малых уровнях напряжений U_c <^ ср_г и U_r С фг крутизна преобразования S_n да

да ----я-¹-, где S₀ — —— кру-

тизна транзистора ГСТ; /₀ — постоянный ток ГСТ; /?_;) — сопротивление резистора в цепи эмиттера транзистора ГСТ.

С увеличением напряжения гетеродина ((У_г ^> фг) крутизна преобразования принимает значение

где /₁ — первая гармоника выходного тока, причем /,//„ да (0,15-^0,2) X (7_г/фг при 4 > и _г1ц>т > 1, /у/в = 2/я при 1/_г/фг>4.

Коэффициент усиления по напряжению смесителя Ки — S_nR„, или Кп — S_nR_;iK, где R„ — сопротивление активной нагрузки; R_JK — эквивалентное резонансное сопротивление контура.

Простейший аналоговый неремно-житель (см. рис. 5.13) не является балансным по отношению к напряжениям (7, и U.,, т. е. одно из них проходит на выход. Для того чтобы АП был балансным по отношению к обоим этим напряжениям, в его схему включают три дифференциальных усилителя, два из которых имеют симметрично перекрестное соединение выходов.

Примером такого АП является перемножите.ib К526ПС1 (рис. 5.16). Основной узел этой интегральной микросхемы составляю! два дифференциальных усилителя с параллельным включением входов и перекрестным соединением их выходов на транзисторах Г,, Г₄, 7"₅ и 7'„. Включение микросхемы К52611С 1 в качестве двойного балансного смесителя показано на рис. 5.17. Напряжение гетеродина подается на вывод 10, а напряжение сигнала на вывод 11 при замкнутых выводах 2 и 12. Как видно из рис. 5.16, стабильную работ\ схемы

по постоянному току обеспечивает стабилизатор на диодах Д,—Д₅ и резисторе /?„. За счет этого эмиттер-ный ток дифференциальных усилителей поддерживается постоянным.

В общем виде выходное напряжение перемножителя К526ПС1

где /₀ — постоянный ток транзисторов Т₂ и Т₇.

Учитывая, что обычно двойной балансный смеситель работает при U_c < С фг, а также принимая во внимание разложение в ряд

условие линейности по сигнальному входу можно представить более точно:

(с/_с-2_ф7 th^-)/47_c <6, где 6-до-

пустимый коэффициент нелинейности.

Нетрудно найти, что при ф_Г — = 26 мВ значение 6 = 1% достигается при U_c — 9 мВ и 6 —- 5 % при U_c = 20 мВ.

Линейный диапазон смесителя по сигнальному входу можно расширить, включив между выводами 2 и 12 резистор R₃. На практике линейный диапазон по сигнальному входу для данной микросхемы не превышает 0,5 В, что обусловлено значениями постоянных напряжений, задаваемых внутренним стабилизатором на диодах

При (J _г» ф_Г (достаточно иметь U,. > 100 мВ) функция гиперболического тангенса вырождается в меандр с частотой гармонического колебания u_r (t). Иными словами, транзисторы Т., Т₂ и Т₃, Г₄ превращаются в переключатели и входной сигнал коммутируется с частотой колебания «_г (г),

в результате чего возникает выход| сигнал вида

где u_r (t) — прямоугольная волна теродинного колебания и,. (/).

Из последнего соотношения мо» определить напряжение промежут ной частоты: £/_выхпч = 2 U_cl >nR_a, откуда следует, что крути; преобразования S_n = 2/(nR_a).

По сравнению с микросхем К526ПС1 микросхема аналоговс перемножителя К174ПС1 являет более высокочастотной (верхняя rj ничная частота равна 220 МГц). Пр» ципиальная схема ее приведена рис. 5.18, а схема преобразовали частоты на ее основе — рис. 5.19. Как следует из рис. 5.1 ИМС К174ПС1 также выполнена методу «переменной крутизны». П этом транзисторы T_lt Т₂, Т₃ и образуют два дифференциальных кг када с перекрестно соединенными в ходами. Напряжение смещения во дифференциальных каскадов стаб лизировано внутренним стаблиза

Рис. 5.19

ром напряжения на диодах Д,— Д₄. При использовании ИМС К174ПС1 в качестве смесителя на входы 7, 8 подается напряжение гетеродина, а на входы 11, 13 — напряжение сигнала. Если же ИМС К174ПС1 служит в качестве преобразователя частоты, то на входы 7, 8 подается напряжение сигнала, а между входами 11, 13 (рис. 15.19) включается внешний контур гетеродина, выполненного на транзисторах Т₅, T_g. Заметим, что аналогично схеме рис. 5.19 могут быть собраны преобразователи частоты на микросхемах К526ПС1, К140МА1, К435ХА1.

§ 5.5. Диодные преобразователи частоты

Диодные преобразователи частоты (рис. 5.20) имеют в качестве преобразовательного элемента вакуумный или полупроводниковый диод и, как правило, отдельный гетеродин.

Для диода S = \/Ri = Gj и, следовательно, оказывается, что в уравнениях (5.13)

^G„"-G_n = G_in = S₀,

So_6p.„ = G _o6p„/2 = S_n = S _n/2. (5.34)

В свою очередь, это приводит к соотношениям:

Таким образом, в диодных преобразователях внутренние параметры прямого и обратного преобразований одинаковы, а коэсрфициенты прямого и обратного преобразований отличаются только из-за разницы Z„ и Z__c.

Можно сказать, что в диодном преобразователе существует сильная обратная связь по току, причем петля обратной связи замыкается с участием процессов прямого и обратного преобразований частоты.

Входная и выходная проводимости диодного преобразователя с учетом выражений (5.34), (5.35) и (5.36) записываются в виде

(5.37) (5.38)

(5.39)

называемая характеристической проводимостью диодного преобразователя, играет ту же роль, что и характеристическая проводимость обычного линейного четырехполюсника (при нагрузке четырехполюсника на сопротивление, равное 1 /G_X, его входное сопротивление также становится равным 1 /G_X). Входная проводимость диодного преобразователя частоты оказывается большой. Поэтому на его входе трудно развить значительное напряжение сигнала, т. е. U_c и Е ₀ в схеме рис.5.2С сильно отличаются друг от друга. Как и всегда, в этих условиях более полное представление об эсрфективности пре-

образования частоты может дать коэффициент преобразования

(5.40)

Определив из схемы рис. 5.20 U_c

и подставив это значение в (5.14), легко связать комплексную амплитуду тока ПЧ с ЭДС источника сигнала:

сохраняют смысл «внутреннего» коэффициента усиления, крутизны преобразования и выходной проводимости, но не являются в действительности чисто внутренними параметрами преобразователя частоты.

Уравнение (5.42) позволяет начертить эквивалентную схему преобразователя частоты (рис. 5.21) и найти коэффициент преобразования Кп (U_a =

= - luZu):

(5.44)

Максимальное значение мощности сигнала промежуточной частоты на выходе преобразователя получается

в режиме полного согласования, т.е. при выполнении условий

(5.45) (5.46)

Как видно, указанные условия не являются независимыми, т. е. выполнение условия согласования на входе зависит от сопротивления на грузки, а на выходе — от сопротивления источника сигнала. Решая уравнения (5.45), (5.46) совместно, находим согласованные значения R_c и

/?_C=1/G_X, R„=l/G_x. (5.47;

Если непосредственное выполнение условий (5.47) невозможно, то между источником сигнала и входом смесителя, а также между нагрузкой и выходом смесителя устанавливают трансформаторы с коэффициентами трансформации п_г и л₂. Тогда вместо (5.47) можно записать

/?с«?ор. = 1/G_X, ff _n/nLpt= №, (5.48)

откуда получаются оптимальные зна чения коэффициентов трансформации:

(5.49)

При наличии трансформаторов выражение для резонансного коэффициента преобразования приобретает вид

(5.50)

4 3»к. 1663

В режиме полного согласования получаются номинальный коэффициент преобразования (/(попом) и но-

минальный коэффициент передачи

МОЩНОСТИ (/Спорном)-

С учетом условий согласования (5.49) из уравнения (5.50) легко получить:

Приведенные соотношения справедливы для любого диодного смесителя (вакуумного, полупроводникового) при подстановке соответствующих значений 5„ и S₀. Заметим, что рассматривался диодный преобразователь частоты с узкополосным фильтром во входной цепи, настроенным на частоту сигнала. Этот фильтр не пропускает на вход смесителя колебания, частоты которых соответствуют побочным каналам приема, в том числе зеркальному каналу. Подобные преобразователи частоты называют узкополосными.

Если входной фильтр отсутствует или не обладает достаточной избирательностью для значительного ослабления зеркального канала, то в диодном преобразователе частоты существенным образом начинает сказываться эффект вторичного обратного преобразования частоты. При этом если со_п = лсо_г — со_с и соответственно ш_с == пш_г — ш_п (обратное преобразование частоты), то в смесителе возникает составляющая тока на частоте зеркального канала со_сз = пш_г + со_п. Этот ток обусловливает падение напряжения во входном контуре и полученное напряжение с частотой (о_сз, воздействуя на диод, подвергается прямому преобразованию частоты, создавая сигнал с частотой со_п, и т. д. Возникновение тока зеркальной частоты возможно также в результате взаимодействия сигнала и 2л-й гармоники гетеродина:

Диодные преобразователи частоты, в которых важную роль играет составляющая тока зеркальной частоты и существен эффект вторичного обратного преобразования частоты, называют широкополосными.

В конечном счете в широкополосных преобразователях частоты взаимодействуют составляющие тока сигнальной и зеркальной частот, что может привести к частотным и фазовым искажениям сигнала, изменению шумовых свойств ПЧ.

В настоящее время основным типом преобразовательного элемента в диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн являются полупроводниковые диоды.

Поскольку емкость перехода очень мала (десятые-сотые доли пикофара-ды), изменяемым параметром является крутизна диода (активная проводимость). При этом условии к полупроводниковому диоду применимы все выводы рассмотренной общей теории преобразования частоты.

Особенностью полупроводниковых диодов является наличие обратной проводимости, резко увеличивающейся при обратных напряжениях порядка 1—2 В. Это снижает глубину модуляции крутизны и эффективность преобразователя частоты. По этой причине амплитуда гетеродинного напряжения не должна превышать 1 В для кремниевых диодов и 2 В — для германиевых. Рабочую точку обычно выбирают вблизи начала координат и вольт-амперная характеристика диода в рабочей области удовлетворительно описывается экспонентой вида

' (5.53)

Крутизна характеристики [см. также (5.29)]

(5.54)

изменяется также по экспоненциальному закону. При этом внутренние параметры преобразователя частоты

на полупроводниковом диоде определяются выражениями

(5.55)

Поскольку уравнение (5.51) может быть записано в виде

(5.56)

поведение /Слоном ^как функции ail г практически полностью определяется зависимостью ц._п (aU_r). Она приведена на рис. 5.22. Видно, что ц„ возрастает с уменьшением номера гармоники гетеродина. Наилучшие результаты дает использование п = 1, т. е. преобразование на основной частоте гетеродина. Ясно, что нужно стремиться к такому значению параметра ail_г, при котором коэффициент р._пблизок к максимально возможному значению (при п = 1 и„ -*■ 1 с ростом ail г), но абсолютное значение U_r не превышает максимально допустимого. Характерные значения параметра a — 5-i-2S 1/В.

При выборе мощности гетеродинного колебания можно исходить как из критерия достаточно высокого К'по ном " соответственно /С₁₁₀яном. так и из ряда других требований, чаще всего требования минимума коэффициента шума, которое оказывается важнейшим, если преобразователь частоты является первым каскадом радиоприемного устройства. Коэффициент шума диодного преобразователя частоты

(5.57)

где /„ электрическая шумовая температура преобразователя частоты, характеризующая интенсивность его внутренних шумов.

Значение этого параметра возрастает с увеличением мощности гетеро-

динных колебаний, подводимых к сь сительному диоду (рис. 5.23). Из rf фиков видно, что существует от мальное значение P_r0pt> обеспечш ющее минимум коэффициента шу преобразователя частоты. Накош можно исходить из требуемого з\ чения входного сопротивления прес разователя частоты, т. е. из услов его согласования с волновым conj тивлением СВЧ-арматуры (лин1 волноводов). Типичными значен! ми основных величин при преобра: вании на основной частоте ге родина (я 1) являются: R_BX 30 4- 100 Ом; /?_вых = R_ia

100-:- 600 Ом; / Спорном = 0 ,1 -5-0 Provt = 0,44-1 мВт.

Работоспособность кристалл» ского преобразователя частоты сох] няется на частотах, при которых е не проявляют себя реактивные э, менты эквивалентной схемы крист; лического полупроводникового Д1 да (рис. 5.24) Здесь г, объемное противление полупроводника (И — 15 Ом); L — индуктивность I таллической пружинящей иглы, ¹разующей с кристаллом я-л-пере) [(3"5)-10-⁹ Гн|; С„ емкость

жду выводами патрона (сотые доли пикофарады); R_H — нелинейное сопротивление «-/^-перехода [R_K =

= ^ — 1/(/пае^а ")]; С_к—емкость п-р-

перехода (0,05—1 пФ).

Эквивалентная схема рис. 5.24 имеет две резонансных частоты, соответствующих последовательному и параллельному резонансам. Рабочая частота должна быть много меньше обеих резонансных частот. Например, для диодов, предназначенных для работы на частоте 3 ГГц, /послед да 5ГГц; /паралл * 7,5 ГГц.

Для эффективного управления крутизной диода практически все напряжение гетеродина должно прикладываться непосредственно к р-п- переходу. Этому препятствует наличие г, и L. Пренебрегая L (работа на частоте / _с < /рез)> ВИДИМ, ЧТО ЭТО уСЛО-

вие будет выполняться, если г„ < < 1/(о_гС_к, т. е. r_sC_K <^ 1/со_г. Например, для диодов, предназначенных для работы на волне X = 10 см, г,С_к= = 2- Ю^-11 с, что обеспечивает выполнение указанного условия.

Основной недостаток полупроводниковых смесительных диодов — малая электрическая прочность. Из-за малости площади контакта плотность тока через него оказывается очень большой и легко может превысить допустимое значение при воздействии достаточно мощных импульсов

сигнала, выпрямляемых диодом. Энергия, рассеиваемая точечным р-п-переходам, обычно не превышает долей или единиц эрг (1 эрг Ю^-7 Дж). Отсюда — необходимость защиты преобразователя частоты от возможных воздействий СВЧ-импульсов высокой энергии. В некоторых случаях еще до теплового разрушения контакта может наступить пробой р-я-пере-хода СВЧ-напряжением, т. е. пиковой мощностью. Обычно допускаемая мощность СВЧ-импульсов для полупроводниковых диодов составляет десятки-сотни милливатт.

В качестве диодных преобразовательных элементов находят применение точечные диоды, образованные контактом металл — полупроводник, диоды с барьером Шотки, образованным напылением металла на полупроводник, туннельные и обращенные диоды.

В настоящее время в качестве типовых преобразователей частоты в сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн все чаще используют балансные преобразователи частоты. Они обладают рядом свойств, которые делают их применение целесообразным как в каналах прохождения сигнала, так и в системах автоматической подстройки частоты.

Наиболее существенным свойством балансного преобразователя частот (БПЧ) при преобразовании частоты слабых сигналов является способность в значительной мере подавлять шумы гетеродина, особенно интенсивные в коротковолновой части сантиметрового диапазона волн и в миллиметровом диапазоне. Природа возникновения этих шумов различна в различных генераторах, но суть сводится к тому, что гетеродин наряду с основным колебанием частоты /_г большой мощности (а на рис. 5.25) генерирует сплошной спектр шумов, форма огибающей которого определяется частотной характеристикой колебательной системы гетеродина (б на рис. 5.25). Шумовые компоненты гетеродина, попадающие в заштрихованные участки, являющиеся шумовыми

полосами пропускания УПЧ (Г на рис. 5.25), преобразуются в шумы промежуточной частоты в результате взаимодействия с основным колебанием гетеродина. Кривая в на рис. 5.25 является частотной характеристикой преселектора. Коэффициент преобразования этих компонент такой же, как и для полезного сигнала.

Очевидно, интенсивность шумов гетеродина, проникающих в канал УПЧ, можно снизить за счет увеличения промежуточной частоты. Однако при этом возрастает интенсивность собственных шумов УПЧ. Вообще говоря, существует оптимальное значение промежуточной частоты, свое для каждого сочетания конкретных условий. Обычно используемые промежуточные частоты приемных СВЧ-уст-ройств близки к этим оптимальным значениям (a_c = 10cm, /„ = 30 МГц, л-с = 3 см, /_п = 60 МГц и т.д.). В идеальном балансном преобразователе частоты происходит подавление шумов гетеродина. Кроме того, в спектре выходного сигнала БПЧ отсутствуют четные гармоники промежуточной частоты, что очень важно для обеспечения правильной работы системы АПЧ. Поэтому в системах АПЧ применяют в основном БПЧ, несмотря на то, что шумы гетеродина при этом существенной роли не играют.

Дополнительным преимуществом большинства реальных схем и конструкций БПЧ является высокая степень развязки цепей сигнала и гетеродина (сигнал не попадает в цепь гетеродина и, наоборот, колебания гетеродина не попадают в цепи, по которым подводится сигнал). Это устраняет взаимозависимость настроек контуров сигнала и гетеродина, излучение мощности гетеродина через приемную антенну в приемниках без УВЧ или без невзаимных элементов в СВЧ-тракте. Кроме того, можно осуществить сильную связь гетеродина со смесителем, не опасаясь потерь мощности сигнала в цепях гетеродина. При этом резко снижаются требования к мощности, генерируемой гетеродином, что особенно важно в милли-

метровом диапазоне и коротковолновой части сантиметрового диапазона волн.

Отмеченные преимущества БПЧ являются причиной их широкого применения в современных СВЧ-прием-никах. Вообще БПЧ может быть выполнен на преобразовательных элементах любого вида (транзисторах, лампах, диодах), но в СВЧ-приемни-ках используются диодные преобразовательные элементы, поэтому дальнейшее рассмотрение БПЧ будет вестись применительно к этому случаю. БПЧ содержит два обычных однотакт-ных преобразователя частоты. Включение их, подача напряжений и_с и и _г, подсоединение нагрузки могут осуществляться различными способами. Приведем основные из них:

а) однополярное включение диодов, противофазная подача сигнала на диоды и синфазная подача гетеродинного напряжения, двухтактное включение нагрузки (рис. 5.26, а);.

б) однополярное включение диодов, синфазная подача сигнала на диоды и противофазная подача гетеродинного напряжения, двухтактное включение нагрузки (рис. 5.26, б);

в) разнополярное включение диодов, синфазная подача сигнала на диоды и противофазная подача гетеродинного напряжения, однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, в);

г) разнополярное включение диодов, подача сигнала на диоды с фазовым сдвигом л/2, подача колебаний гетеродина на диоды с фазовым сдвигом л/2, однотактное включение нагрузки (рис. 5.26, г).

Возможны и другие варианты схем БПЧ. Практически более удобно однотактное включение нагрузки (фильтра промежуточной частоты), так как изготовление и настройка точно сбалансированной двухтактной цепи ПЧ вызывают определенные трудности. Для этого требуется разнополярное включение диодов. Промышленность выпускает для БПЧ специальные парные диоды с измененной полярностью выводов для ис-

пользования с унифицированными кристаллодержателями.

Необходимые фазовые соотношения колебаний сигнала и гетеродина на диодах могут быть получены любыми способами, однако на СВЧ они обычно осуществляются за счет пространственной разности ходов СВЧ-колебаний или сдвигов фаз в местах соединений СВЧ-линии передачи.

При анализе любой схемы БПЧ следует учитывать, что подавление шумов гетеродина осуществляется на промежуточной частоте за счет создания необходимых фазовых сдвигов токов промежуточной частоты, создаваемых диодами Д_] и Д₂, при соответствующем включении нагрузки. Фаза тока промежуточной частоты определяется соотношением фаз сигнального и гетеродинного напряжений на диодах. Любые изменения фазы напряжения ы,. или и, переходят в изменения фазы тока промежуточной частоты со знаком плюс или минус в зависимости.от способа образования промежуточной частоты (to_n = пш_г—

—ы_с или оа„ — ы_с — пш_г). Под фазой тока ПЧ далее будем понимать его фазу относительно электродов диода. Поэтому, например, для схемы рис. 5.26, а в предположении ее полной симметрии можно определить напряжения сигнала и гетеродина на диоде Д^

и_с1 = U_c cos о)_с /, ы_г1 = U_r cos (о_г/.

Напряжения сигнала и гетеродина на диоде Д₂ выражаются соотношениями

"с2 = ^с ^cos (°>с t — ^П)> ^ыг2 =

— U_r cos и_г /.

Если ш„ - со_г -- о)_с, то ток промежуточной частоты за счет преобразования сигнала, созданный смесителем на диоде Д,,

Lt;пп1 - S„UC COSl»„t.

Такой же ток, созданный смесителем на диоде Д.₂,

_(nc, = S_nt /_ccosK< + ")-

Как видно, эти токи противофаз-ны — в каждый данный момент времени ток /_ПС1 проходит от анода к катоду диода Д_г (или наоборот), а ток 'пег — ^от катода к аноду диода Д_г (или наоборот). В первичной обмотке выходного трансформатора оба тока проходят в одном направлении и при одинаковом направлении витков создают суммарное магнитное поле. Таким образом, сигнал, преобразуясь в колебание ПЧ, проходит через БПЧ.