Оmax — /оrain). В Пределах КОТОрОГО 1 страница

входная цепь обеспечивает настройку на любую рабочую частоту при сохра нении предыдущих показателей (К, Пп ,7, S /Af) в заданных пределах. Диа пазонные свойства обычно харак теризуются коэффициентом перекрытия диапазона:

Кп = fo max//о mln. (3.4)

Кроме перечисленных в зависимости от назначения радиоприемного устройства к входным цепям предъ-

Щ$ Зак. I5H9

Рис. 3.1

являются и другие важные требования — обеспечение минимального коэффициента шума, минимальной нелинейности частотно-избирательных цепей с электронной перестройкой и т. д.

Приемные устройства большинства информационных систем работают в сложной помеховой обстановке, что требует применения в их входных цепях разнообразных устройств защиты. В качестве примера рассмотрим структуру входной цепи приемника импульсной РДС (рис. 3.2). Импульсный режим работы позволяет использовать одну антенну (А) для передачи и приема за счет временного разделения зондирующего и отраженного сигналов. Устройство, обеспечивающее автоматическое подключение антенны А попеременно к передатчику Прд и приемнику Прм, называется антенным переключателем (АП). Для его построения используют различные принципы, в соответствии с которыми различают ответвительные, балансные и ферритовые АП. Последние являются наиболее перспективными, поскольку не требуют включения быстродействующих переключающих элементов, имеют малые (0,2— 0,5 дБ) потери и хорошую широкопол осность (10—20 % от несущей частоты).

Работа ферритового АП основана на использовании невзаимных свойств

четырехплечего циркулятора (Ц) (рис. 3.3, а). При излучении зондирующего импульса мощность поступает непосредственно в антенну, однако из-за конечной развязки плеч /— 3 и определенного коэффициента стоячей волны (КСВ) антенны часть мощности Р₃ попадает на вход Прм и ослабляется до допустимого уровня в устройстве защиты приемника (УЗП). Часто вместо четырехплечего циркулятора используют два последовательно соединенных трехплечих циркулятора (рис. 3.3, б), которые имеют меньшие потери и проще в изготовлении.

Структура УЗП зависит от уровня поступающих на вход приемника помех, в том числе просачивающейся мощности зондирующего излучения. При Р_а > 10 кВт УЗП обычно состоит из выключателя (Вк) и ограничителя (О), при меньших мощностях Вк может отсутствовать. Эффективность работы АП и УЗП характеризуется двумя группами параметров:

параметрами высокого уровня, соответствующими режиму передачи и воздействию мощных помех;

параметрами низкого уровня, которые определяются режимом приема слабых отраженных сигналов.

Важнейшими из них для радиоприемного устройства являются: L_p — развязка плеч АП; L_3a„ — потери запирания УЗП; L_np — потери в режиме приема.

Для лучшего функционирования радиоприемного устройства желательно, чтобы значения параметров L_p и L_3an были максимальны, a L_lip — минимальны.

Выключатели обычно выполняются на базе полупроводниковых управляющих элементов (p-i-л-диодов) или газовых разрядников (ГР) при значительных (более 10⁵ Вт) мощностях зондирующего импульса. Принципиальные схемы соответствующих выключателей Вк показаны на рис. 3.4, а, б. В отличие от Гр выключатели на р-/-п-диодах коммутируются управляющими импульсами тока с крутыми фронтами. Потери, вносимые выключателями Вк в линию передачи, например, при параллельном подключении, определяются выражением

(3.5)

где Z„ — волновое сопротивление линии; Z — сопротивление диода.

Доказано, что максимальное отношение L._ian/L_Iip достигается при чисто активном сопротивлении Вк, причем условие _Z_max R > Z₀ соответствует режиму пропускания, а

Zmin = — режиму запирания.

В результате имеем

(3.6) (3.7)

В полупроводниковых СВЧ-огра-ничителях применяются как p-i-n-, так и р-л-диоды. Изменение вносимых потерь осуществляется в них непосредственно под воздействием поступающей мощности СВЧ-колебаний. Принципиальная схема однокаскад-ного ограничителя показана на рис. 3.5. Для уменьшения уровня просачивающейся помехи используют многокаскадные ограничители,' первый каскад которых выполняется на р-г'-л-диоде, а последующие — на р-я-диодах. Ослабление; вносимое СВЧ-ограничителем в тракт, можно оценить с помощью формулы (3.5) и зависимости Z от уровня поступающей на ограничитель мощности.

Полосовой фильтр (ПФ), показанный на рис. 3.2, осуществляет предварительную частотную селекцию сигнала от помех. В зависимости от требований, предъявляемых к чувствительности приемника, фильтрация может осуществляться пассивной частотно-избирательной цепью, либо входным малошумящим усилителем. Входные ПФ (преселекторы) в диапазоне СВЧ выполняются на отрезках микрополосковых линий, связанных волноводных и диэлектрических резонаторах и т. д. На мет-

ровых и дециметровых волнах широ ко используют ПФ на основе поверх ностных акустических волн (ПАВ), ко торые позволяют обеспечить относи тельные полосы пропускания от 0,0 до 100 % при вносимых потерях 1-2 дБ [23].

На основании рассмотренных cxei отдельных звеньев можно составит принципиальную электрическую схе му входной цепи (ВЦ) радиолокаци онного приемника, которая изобра жена на рис. 3.6.

Поскольку входная цепь представ ляет собой пассивный четырехполюс ник, обладающий определенными пс терями, она существенно влияет н шумовые параметры радиоприемног устройства. Суммарные потери (в дБ входной цепи (ВЦ) радиолокационнс го приемника, состоящей из АП, У31 и ПФ, в режиме приема слабых сигнг лов определяются выражением Lbh = = L_An + U '3i\ + £пф. Если ВЦ ш ходится при комнатной температуре то в соответствии с (2.54) ее коэффжи ент шума К_ш вц = i-вц- Тогда кс

2*

эффициент шума радиоприемного устройства

К_т — Кш вц ~ (К_ш._уп — 1)/Л7> вц = = £вц/С _ш.уп. (3-8)

где К_ш. ун — коэффициент шума усилительно-преобразовательной части, следующей за ВЦ.

Отсюда видно, что потери во входной цепи пропорционально увеличивают коэффициент шума всего приемного устройства и, как следует из (2.62), (2.63), снижают его чувствительность. Особенно жесткие требования к минимизации потерь во входных цепях предъявляются в высокочувствительных приемных устройствах, где используются малошумящие усилители (МШУ).

В диапазоне умеренно высоких частот ненастроенная антенна в сочетании с диапазонностыо перестройки радиоприемного устройства приводит к необходимости ослабления связи антенны с входной цепью. Наибольшее распространение получили схемы ВЦ с внешнеемкостной (рис. 3.7, а) и трансформаторной (рис. 3.7, б) связями. Настройка на заданную частоту в пределах рабочего диапазона обычно производится с помощью переменной емкости, поскольку при К д. > >• 1,5 ч -2,0 настройка переменной индуктивностью приводит к резкому изменению эквивалентного резонансного сопротивления контура по диапазону.

В схеме с внешнеемкостной связью значение емкости C_Ctt выбирают малым с целью ослабления влияния изменения параметров антенны на

настройку входного контура. Тогда сопротивление эквивалентной емкости С_Аэк = С_АС_СВ/(С_А + С_св) оказывается много большим Ra и (oLa и можно использовать упрощенный эквивалент антенны. Учитывая, что резонансный коэффициент передачи входной цепи, показанной на рис. 3.7, а, определяется выражением Ко = nRajZxo, где п — коэффициент трансформации входного контура; R_3K — эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте, получим Ко = ЮоП^кСдэкФак ⁼

= cooconst. Здесь Q_3K — нагруженная добротность входного контура, которую можно считать постоянной в диапазоне перестройки. Таким образом, данная схема характеризуется значительной неравномерностью изменения Ко по диапазону, которая пропорциональна величине ©8-

В схеме с трансформаторной связью резонансный коэффициент передачи записывается в виде

К„ = nMQ^/LA эк | 1 — ©OA /о>о |, (3. 9)

где М — коэффициент взаимной индукции; L_{A эк} == L_h + L_c „ — эквивалентная индуктивность антенны; (о„д -- 1/(^дэк С а)'¹ — собственная резонансная частота антенны.

• Очевидно, для получения хорошей равномерности Ко по диапазону необходимо выполнение условия

©OA < Womin или 0)_оа > (о_{0 тах}.

При низкочастотной настройке антенной цепи (о>од <^ со&шп) и неизменных в процессе перестройки значениях Q_JK и п имеем Ко — пМ X X Q:,JL_A эк = const.

В приемниках на биполярных транзисторах за счет роста проводимости G_HX при увеличении частоты коэффициент передачи /Совц уменьшается на более высоких частотах рабочего диапазона.

Отметим, что для подавления возможных внешних помех на промежуточной частоте во входную цепь включают режекторный фильтр (рис. 3.8), резонансная частота которого f_n = = 1/2 jt V LC/2. В этом случае, учи-

тывая противофазность напряжения на емкости С и сопротивлении R, значение последнего выбирают так, чтобы соблюдалось условие \Uh\ ~ \Uc\, чем достигается ослабление поступающих на вход приемника помех на частоте /„.

В диапазоне СВЧ использование настроенных антенн позволяет реализовать максимальную чувствительность радиоприемного устройства. Наряду с емкостной и трансформаторной связями широкое распространение получили схемы с автотрансформаторной связью. Эквивалентная схема входной цепи с двойной автотрансформаторной связью представлена на рис. 3.9, где коэффициенты трансформации я_х на входе и п., на выходе контура определяются выражениями п_г = U а/0 к, я₂ - (7_ВХ1/(7_К. Резонансный коэффициент передачи входной цепи

(3.10)

где G_:)K = n\G_A + G + n\G_KX — эк вивалентная проводимость нагруженного контура.

Для обеспечения максимального уровня сигнала на входе первого каскада приемника антенна должна быть согласована с входной цепью, что получается при

Если потерями во входной цепи можно пренебречь (G < nlG_Bx). то выражения (3 .11) и (3 .12) можно переписать в виде

«Юогл = «s VGiJG_k, (3.13)

K«cnr.,= l/(2AW,)- (3.14)

Избирательность входной цепи с двойной автотрансформаторной связью S, зависит от требуемой полосы пропускания

(3.15)

Рис. 3.8

В случаях, когда простая однс турная входная цепь не обеспеч! нужной избирательности при з< ной полосе пропускания, струк ВЦ усложняется и выполняете! основе многоконтурных ПФ.

В диапазонных радиоприен устройствах настройку ВЦ на данную частоту сигнала /_с уд осуществлять электронными мет ми, основанными на управлении постоянному напряжению или т режимом нелинейных реактш элементов. Наибольшее распростр ние получили схемы перестройки тоты с варикапами. Емкость С в капа изменяется под воздействиел равляющего напряжения tV_ynp закону

где С„, U в — емкость и напряж смещения варикапа, соответствук верхней частоте диапазона перест ки; <р_к — контактная разность пс циалов; п — показатель степени, ный 0,5 для варикапов с ре; р-л-переходом.

Поскольку варикап является ментом избирательности цепи, на воздействуют высокочастотные к бания (сигнал и помехи). Если их вень мал, то емкость контура ил

часть, образованная варикапом, определяется выражением (3.16). С ростом уровня высокочастотных колебаний емкость варикапа возрастает, изменяя частоту настройки колебательного контура и, следовательно, его коэффициент передачи. При воздействии на радиоприемное устройство достаточно мощной модулированной помехи возникают перекрестные искажения, ухудшающие эффективную избирательность приемника.

Для ослабления нелинейных эффектов во входных цепях с варикапами используют различные схемотехнические решения [101, например встречно-последовательное и встречно-параллельное включения варикапов в контур. Наилучшие результаты достигаются при встречно-последовательном включении варикапов и автоматической компенсации сдвига квазирезонансной частоты (рис. 3.10). В этой схеме часть высокочастотного напряжения снимается с контура, выпрямляется квадратичным детекто-тором, выполненным на диоде Д₃, и подается с соответствующей полярностью в цепь управления варикапами.

§ 3.2. Транзисторные усилители радиочастоты

Транзисторные усилители радиочастоты (УРЧ), как и другие типы усилителей радиосигналов, представляют собой активные частотно-избирательные каскады приемников, работающие на требуемой фиксированной частоте или в диапазоне частот. Они применяются дли обеспечения вы-

сокой чувствительности радиоприемного устройства за счет предварительного усиления полезного сигнала и его частотной селекции от помех.

Основными качественными показателями УРЧ являются:

1. Резонансный коэффициент усиления по напряжению К ₀ = t/вых о^вхО ИЛИ ПО МОЩНОСти Кро = -Р выхо^вхо —

-=/CoG_H/G_BX, где G_H и G_BX —активные составляющие проводимостей -нагрузки и входа усилителя.

2. Частотная избирательность, которая характеризует уменьшение усиления при заданной расстройке А/ относительно резонансного усиления каскада /С₀ и определяется отношением Si&f = Kj\K\i\, причем избирательность УРЧ часто оценивают на зеркальной частоте супергетеродинного приемника, когда А/ = 2/„.

3. Коэффициент шума К_ш УРЧ, который в значительной степени определяет способность приемника воспроизводить полезную информацию при малых уровнях принимаемого сигнала.

4. Устойчивость, характеризуемая отсутствием самовозбуждения.

Кроме того, УРЧ по своим показателям должны обеспечивать усиление сигналов радиочастоты в определенном динамическом диапазоне с искажениями, не превышающими заданного уровня.

Учитывая, что УРЧ работает в режиме усиления слабых сигналов, будем считать усилительный прибор (биполярный или полевой транзистор) линейным активным четырехполюсником.

Транзисторные УРЧ умеренно вы-ских частот. В диапазоне умеренно высоких частот (f_c < 300 МГц) для описания свойств усилительных каскадов удобно использовать систему К-параметров, в которой уравнения линейного четырехполюсника записываются в виде

где Y,j — параметры в режиме короткого замыкания по входу и выходу четырехполюсника.

Независимо от типа связи усилительного прибора с резонансным контуром УРЧ можно представить в виде обобщенной эквивалентной схемы, показанной на рис. 3.11. Из схемы следует, что

(3.18)

При использовании двойной автотрансформаторной связи

(3.19)

где n_l = UJUh, п₂ = UJU_K.

Коэффициент усиления УРЧ, как вытекает из соотношений (3.17)— (3 .19), определяется выражением

Здесь R_BK0 1/(G_H + "fG₂₂ + + «2G_1)X2) — эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте; | (со/о)₀ — co₀/co)/d_3K —обобщенная расстройка контура.

Из (3.20) следует, что резонансный коэффициент усиления УРЧ

(3.21)

Избирательность при частотной расстройке и постоянстве коэффициентов П_и Л ₂

Полосу пропускания усилителя по уровню 0,7 можно найти из выражений (3.20), (3.21):

где d_K — собственное затухание колебательного контура; G₂₂ — активная составляющая выходной проводимости транзистора.

Входная проводимость каска УРЧ как линейного активного чет рехполосника определяется формул

откуда с учетом (3.19), (3.20) наход

(3.5

Из (3.25) следует, что за счет вн; ренней обратной связи в транзие Р^е (^12=^0) ^{на ВХ}°Д усилительнс прибора вносится проводимость

(3.:

значение и характер которой завис от расстройки нагрузочного конту] Для биполярного транзистора частотах, меньших предельной час ты усиления по крутизне f_s, мож положить У₂₁ «|К₂₁| и —У₁₂ «/ыС_к. Тогда, представляя Y_:iH ?= G_3K0 (1 + /£) в виде Y_aK = G + jB, найдем

Отсюда видно, что при индукт. ной расстройке нагрузочного кон ра В <С 0 и, следовательно, велич? G_BH отрицательна. Можно показа что максимальное значение отри; тельной проводимости

Внесение во входную цепь транзистора отрицательной проводимости G_BH тождественно возникновению в схеме положительной обратной связи (регенерации) за счет действия проходной проводимости У₁₂. Если Re Y_H + G_n + G_BH = 0, 7o усилитель оказывается на грани самовозбуждения.

Устойчивость транзисторных схем удобно оценивать [22, 32] с помощью инвариантного коэффициента устойчивости:

Различают два режима работы транзисторного усилителя — безусловно устойчивый и условно устойчивый. В первом режиме схема устойчива при произвольных пассивных нагрузках (по входу и выходу транзистора), во втором режиме при некоторых нагрузках возможно самовозбуждение. Для обеспечения безусловной устойчивости необходимо, чтобы К_у > > 1. Вследствие комплексного характера F-параметров и зависимости их от режима транзистора по постоянному току усилитель на одном и том же транзисторе для различных схем включения и частотных диапазонов может быть безусловно устойчив или условно устойчив. Зависимость от частоты инвариантного коэффициента устойчивости достаточно сложна, для схем включения транзистора с ОЭ и ОБ она подробно исследована в [32].

Поскольку опасность самовозбуждения УРЧ связана с наличием про-. водимости обратной связи Y₁₂ активного прибора, ее в, определенном час-, тотном диапазоне можно нейтрализовать с помощью внешних цепей. Для этого при параллельном подключении параметры нейтрализующей цепи необходимо выбрать так, чтобы выполнялось равенство Y_UT == —Y₁₂.

Одна из возможных схем УРЧ с нейтрализацией показана на рис. 3.12. Большее устойчивое усиление схемы достигается за счет того, что часть инвертированного нагрузочным контуром выходного напряжения через нейтрализующую цепь R_Hr и С_нт подается на базу транзистора и компенсирует действие проводимости обратной связи К_]2.

Проанализируем шумовые свойства УРЧ на примере каскада на полевом транзисторе, принципиальная схема которого представлена на рис. 3.13. Для нахождения коэффициента шума усилителя воспользуемся эквивалентной шумовой схемой полевого транзистора (рис. 3.14, а). Она содержит два некоррелированных генератора тока: 1_ш.₃ = 2<7_Я/_Зс1/ характеризует дробовые шумы постоя н-.

ной составляющей тока затвора,

4/гГ₀|К₂₁! v. U„) Af

тепловые шумы проводящего канала, причем Yi ((У₃, (7_СТ) - 0,5 4-1,0 в

зависимости от режима работы транзистора по постоянному току.

На основе принципиальной схемы каскада и схемы замещения транзистора составим эквивалентную шумовую схему усилителя (рис. 3.14, б), приведенную к входным зажимам активного прибора. Учитывая тепловые шумы входного контура 1^._к = AkT₀G_KAf и генератора сигнала 1,2._r - 4kT₀G_rdf, найдем суммарную интенсивность некоррелированных шумовых источников, действующих на выходе транзистора:

Шумы источника сигнала, пересчитанные на выход транзистора,

(3.30)

Используя определение коэффициента шума (2.34) из (3.29) и (3.30), найдем

Обозначим G_m (q_aI ₃)/(2kT„) = 20/_я. Тогда на резонансной частоте

(3.31)

Наличие в (3.31) членов, уменьшающихся и возрастающих при изменениях G_r, свидетельствует о наличии

минимума функции Д'_ш (G_r). р_ещ.

уравнение --= 0, находим опт

мальное значение вносимой в конт^ проводимости генератора:

Подставляя (3.32) в (3.31), опрел ляем минимальный коэффициент ш

ма каскада:

(3.3

при этом оптимальный коэффицие трансфорации на входе

В режиме согласования источни с усилителем G_r == G_K + G_BX коэ

фициент шума (3.31) определяется в ражением

и оказывается больше величины (3.3, Таким образом, обеспечение м нимального значения /С_ш в УРЧ полевых транзисторах достигается счет выбора оптимальной связи входе я_опт и соответствующего ре» ма по постоянному току. В УРЧ биполярных транзисторах значен К_ш min также достигается при от мальной связи на входе и определ* ном токе эмиттера /_э. При исполь; вании современных малошумящ транзисторов значение /_э обычно е бирают в пределах 1—3 мА.

УРЧ приемных устройств умер* но высоких частот в настоящее вре обычно выполняются на универса. ных и специализированных мик]

при коэффициенте усиления соответственно 11 и 5 дБ.

Расчеты транзисторных СВЧ-уси-лителей удобно проводить, представляя транзистор как четырехполюсник с известными (как правило, экспериментально измеренными) параметрами. рассеяния, или S-параметрами. Эти параметры СВЧ-транзисторов можно измерить гораздо точнее, чем параметры элементов эквивалентной схемы транзистора. Обычно рассчитывают один каскад усилителя, а требуемое усиление реализуют путем каскадного соединения отдельных усилителей.

Рассмотрим усилительные свойства и устойчивость транзисторных МШУ. Функциональная схема одно-каскадного усилителя приведена на рис. 3.16. Здесь _Г_ВХ, _Г_ВЬ1Х, _Tj_x и Г _Вых — коэффициенты отражения от входных и выходных сопротивлений на зажимах транзистора и усилителя соответственно; Г_г = (Z_r — Z„)/(Z_r + + Z„) и Г_н = (Z„ - Z₀)/(Z_H + Z₀)- коэффициенты отражения от сопротивлений генератора и нагрузки, трансформированных через трансформаторы 7р, и 7р₂ к входным и выходным зажимам транзистора (остальные коэффициенты отражения вычисляют по аналогичным формулам); Z_n — волновое сопротивление подводящих линий передачи.

Анализ усилителя позволяет записать следующие расчетные соотношения для коэффициентов отражения Г_вх, Г_вых и коэффициента усиления по мощности Кр'

где _S_1K — S-параметры транзис pa; А == S,, Sj₂ — 5_laS,j; Р_г-1)ом = = |£_г|*/42₀— номинальная мощное генератора сигнала.

В зависимости от значения S-n раметров транзистора усилитель б дет безусловно устойчивым или уело но устойчивым. Усилитель безусло но устойчив, если он не самовозбу> дается при любых пассивных внешт нагрузках, в противном случае усил тель условно устойчив.

Условия безусловной устойчив сти записываются в виде

(3.3

где /Су — инвариантный коэффиц ент устойчивости.

Если хотя бы одно из неравенс (3.38) не выполняется, то усилите, условно устойчив.

Заметим, что усилитель на одном том же транзисторе в зависимости его режима по постоянному току, сх мы включения и частотного диапазо! может быть безусловно устойчивь или условно устойчивым.