RI2 1см. (7.19)1 имеем $».»Wa (#/3||/?ф). (7.30)
Более низкое входное сопротивление параллельного детектора по сравнению с последовательным является его недостатком.
В настоящее время основным нелинейным элементом, используемым в детекторных схемах, является полупроводниковый диод. Это обусловлено его компактностью, вибростойкостью, надежностью, отсутствием цепей накала, малыми межэлектродными емкостями (для ВЧ-диодов).
Особенности расчета детекторов полупроводниковых диодах связа с наличием обратного тока при от| цательном напряжении на элект| дах. Этот ток значительно увеличи! ется с приближением к точке npof на вольт-амперной характерней-диода. Обычно для детекторных д1 дов допустимая амплитуда входнс напряжения не превышает до/ вольт или единиц вольт.
Для сигналов с амплитудой 1)и < 0,05 -4- 0,08 В детектор можно р считать как квадратичный. При Ut) ^ 0,7 ч- 0,8 В можно использовг теорию идеального диодного детек ра. Заметим, что при «средних» 31 чениях амплитуды входного сигнг наиболее точные результаты дает т> рия экспоненциального детектора И При этом вольт-амперная харак ристика аппроксимируется эка нентой вида / - /„ (е°" - 1).
Приближенный учет обрати проводимости при необходимое можно выполнить, спрямив харак ристику диода на участке обрати проводимости и представив ее в si линейно-ломаной рис. 7.9. При эт
Для участка прямой проводимости
i т Su == (S —Soop) и f uSoH,. (7.32)
Как видно, в (7.32) имеется слагаемое, описывающее обратный ток в (7.31) при и <С 0. Это позволяет заменить реальный диод с обратной проводимостью идеальным диодом, шунтированным сопротивлением /?()бр -— 1/So0p, с крутизной участка прямой проводимости S — So6p. Эквивалентная схема последовательного детектора показана на рис. 7.10. Здесь сопротивление /?обр по постоянному току включено параллельно R, поэтому все расчеты, в которые входит сопротивление нагрузки и крутизна диода, следует проводить, считая, что R заменяется на R', a S — на 5':
(7.33) (7.34)
В то же время но переменному току ВЧ сопротивление /?обр включено параллельно входу детектора и нагружает источник сигнала. Поэтому
^вх Яцх.идИ #o6p- (7.35)
При использовании полупроводниковых диодов следует принимать меры для снижения влияния нелинейной емкости р-п- перехода на резонансный контур, с которого снимается на*-пряжение ивх. При этом должно выполняться условие С,, Свх (Ск — емкость контура).
Рассмотрим особенности детекторов на биполярных транзисторах. Транзисторные детекторы применяются обычно в сравнительно простых и дешевых радиоприемных устройствах. Их основные преимущества по сравнению с диодными детекторами — возможность одновременного усиления сигнала, т. е. получения.. коэффициента детектирования значительно больше единицы, а также возможность получения большей абсолютной мощности продетектирован-ного сигнала, что облегчает возбуждение последующих каскадов, обладающих малым входным сопротивлением. По остальным показателям транзисторные детекторы уступают диодным (большие нелинейные иска-, жения, меньшие перегрузочная способность и входное сопротивление) и в настоящее время применяются редко.
В транзисторных детекторах детектирование может производиться за счет нелинейности базового, коллекторного и эмиттерного токов. При этом далеко не всегда возможно создание режима чисто базового, коллекторного или эмиттерного детектирования, так как одновременно сказывается нелинейность тока других электродов. В этих случаях получают, например, коллекторно-базовый или эмиттерно-базовый детектор.
Транзисторы в детекторных каскадах чаще всего включают по схеме с общим эмиттером, реже — по схеме с общим коллектором и устанавливают в заведомо нелинейный режим в отличие от аналогичных транзисторов, включенных по схеме усилительных каскадов. Типичная схема транзисторного детектора приведена На рис. 7.11. Делитель напряжения Rr,,R r,i должен создавать небольшое (сотые доли вольт) отпирающее на-
пряжение на базе. При этом маломощные транзисторы, обычно используемые в детекторных каскадах, дают наибольший эффект детектирования. Однако это напряжение может быть равно и нулю, что очень незначительно снижает эффект детектирования. При этом в схеме рис. 7.11 делитель RoiRa и конденсатор С0 могут вообще отсутствовать, что существенно упрощает схему детектора, приближая ее к схеме детектора на диоде.
Конденсатор Cf) необходим для того, чтобы все входное напряжение прикладывалось к промежутку база эмиттер транзистора. Если конденсатор Сб оказывает очень малое сопротивление токам частот модуляции, т. е. (/?б,||/?б2). 1/fiCei то смещение рабочей точки на входной характеристике транзистора в такт с частотой модуляции будет отсутствовать, а в базовой цепи будет присутствовать только эффект детектирования по току. Базовый ток низкой частоты будет управлять током коллектора, приводя к появлению на коллекторе переменного низкочастотного напряжения при наличии нагрузочного сопротивления (#,,)•
Транзистор может быть поставлен И в такой режим, при котором резко проявляется нелинейность зависимости коллекторного тока от входного напряжения. Основной эффект детектирования здесь получается за счет коллекторного детектирования, но полностью избежать базового детектирования в этом случае нельзя, так как всегда имеется нелинейность характеристики базового тока. Чтобы снизить эффект базового детектирования, необходимо по возможности уменьшать полное сопротивление базового делителя (/?б1||/?б2).
Входное сопротивление транзисторных детекторов при малых и средних амплитудах сигнала, когда отсутствует отсечка базового тока, в первом приближении находят так же, как Для усилительных схем в режиме короткого замыкания на выходе (конденсатор С„ имеет малое сопротивление току частоты сигнала).
При наличии отсечки базового тс ка (сильные сигналы) входное сопрс тивление увеличивается за счет сни жения амплитуды базового тока сиг нальной частоты. Характерными зна чениями являются: Ruxd * (2-5-3) >
^вх.уС' Cuxd ^вх.ус' (2 -т -З).
В импульсных системах передач! информации полезное сообщение мо жет содержаться в параметрах каждо го импульсного сигнала или в пара метрах импульсной последовательно сти. Поскольку речь идет о детекто pax АМ-сигнала, в первом случае за дача сводится к преобразовании радиоимпульсов в видеоимпульсы форма которых повторяет форму оги бающей каждого радиоимпульса с до пустимыми искажениями. Во второ? случае стоит задача выделения огиба ющей импульсной последователь ности, причем роль несущего ко лебания могут выполнять как ра диоимпульсы, так и видеонмиульсны' последовательности.
В соответствии с изложенным раз личают три вида детектирования им пульсных сигналов |30|:
1) детектирование радиоимпульсов с целью выделения огибающее каждого из них (импульсный детектор);
2) детектирование последовательности радиоимпульсов с целью выделения ее огибающей (пиковый детектор);
3) детектирование последовательности видеоимпульсов с целью выделения ее огибающей (детектор видеоимпульсов).
Рассмотрим подробнее эти детекторы.
1. Импульсный детектор. Импульсные детекторы могут выполняться на диодах (по параллельной или последовательной схеме), туннельных и обращенных диодах, транзисторах и др. Наиболее распространенными являются диодные импульсные детекторы в силу их высокой перегрузочной способности, простоты схемы и наличия малых искажений.
Особенности импульсных детекторов рассмотрим на примере пос.тедо-
вательного диодного детектора (см. рис. 7.1). Интерес представляет искажение огибающей импульса — растяжение переднего и заднего фронтов и срез вершины. Эти параметры можно было бы легко найти из эквивалентной схемы детектора рис. 7.6 (с добавлением переходного конденсатора, если он имеется в реальной схеме), если бы отсутствовало сложное нелинейное взаимодействие детектора с источником сигнала в процессе изменения напряжения на нагрузке.
Пусть на вход каскада, к которому подключен детектор, подается прямоугольный радиоимпульс с амплитудой Uonx.yc и длительностью т (рис. 7.12, а). В момент времени t ~ 0 на нагрузке детектора не было напряжения, поэтому в этот момент времени угол отсечки В = я /2 (см. рис. 7. 5). По мере зарядки нагрузоч-
ного конденсатора и появления напряжения (У_ (0 рабочая точка диода смещается влево и в —>- ву, где ву -г установившееся значение угла отс,ечки (рис. 7.12, б). В соответствии с изменением В изменяется и сопротивление /?вх от Rl[K i= 2Rt в момент времени / 0 до RBS =» /?вх.у в стационарном состоянии (рис. 7.12, б).
Одновременно изменяется полное нагрузочное сопротивление каскада, работающего на детектор, а следовательно, и его усиление. Как видно, амплитуда напряжения на входе детектора £/„ (0 ~ U0bx.yc Кус (0. а форма импульса на входе детектора отлична от прямоугольной (рис. 7.12, г). Это значительно усложняет расчет времени установления видеоимпульса на выходе детектора. Анализ приводит к приближенной расчетной формуле:
где RK -- резонансное сопротивление контура усилителя без учета RBX (если детектор подключен к контуру с коэффициентом трансформации п, то вместо RK подставляют R'K — n'2RK).
После окончания входного импульса диод при детектировании сильных сигналов практически запирается (остается только его обратное сопротивление ^обр, зависимостью которого от приложенного напряжения обычно можно пренебречь). При этом происходит разрядка нагрузочного конденсатора через сопротивление #П^обр и форму заднего фронта выходного импульса можно считать экспоненциальной (рис. 7.12, д).
Время спада, исчисляемое как интервал времени от момента окончания импульса до момента, когда напряжение U_ (/) достигает значения 0,1 U (т),
Л -2,ЗС(Я||Ло6р).
(7.37)
Обычно /С11 >/у и сопротивление нагрузки рассчитывают по допустимом)' времени спада при выбранной
I и
емкости С. Последняя должна удовлетворять условию достаточности с точки зрения коэффициента передачи (тр» Тш или хотя бы тр да да (2 -г-З) Г», С»СД).
2. Пиковый детектор. Пиковый детектор представляет собой по существу обычный детектор, обладающий настолько большой постоянной времени разрядки нагрузочного конденсатора, что между импульсами напряжение на нем мало изменяется и остается примерно пропорциональным амплитуде последнего импульса (рис. 7.13). С этой точки зрения обычный детектор с постоянной времени тр ^ Тш является пиковым при непрерывном сигнале. Когда же роль несущего колебания выполняет импульсная последовательность с периодом повторения импульсов Т, для сохранения «пиковости» детектора необходимо выполнить условие тр > Т. Если, как это чаще всего бывает, тр > 10 Т, спад напряжения на нагрузке между импульсами не будет превышать 10 %.
Сообщение с помощью импульсной последовательности может быть достаточно точно передано при выполнении условия Га > Т.
На основании изложенного можно сделать вывод, что при пиковом детектировании радиоимпульсов остаются в силе все расчетные формулы для детектора непрерывного сигнала. Следует только учитывать, что для полной эквивалентности всех показателей детектора при переходе от непрерывного сигнала к импульсному необходимо выполнить условия, при которых положение рабочей точки в случае импульсного сигнала на входе детектора будет таким же, как и в случае непрерывного сигнала, и эта рабочая точка будет столь же неподвижной. Этого можно добиться соответствующим увеличением нагрузки R и постоянной времени тр. В частности, если диод имеет идеальную линейно-ломаную характеристику, то подача сигнала со скважностью q ■ -; Т т приводит к тому, что в q раз
Рис 7.13
уменьшается постоянная составл} щая тока через диод, т. е.
Так как по-прежнему /_ = UJR == i70 cos &/R, получаем уравне! для нахождения угла отсечки в bi
Tge —в ^nq/SR. (7.
Понятие входного сопротивлег имеет смысл только при действии с нала на входе детектора и, следо тельно, выражение для Явх сохра: ется таким же, как и при непрер] ном сигнале:
(7.
Таким образом, в данном слу достаточно увеличить в q раз соп тивление нагрузки детектора, чтс восстановить все его качественные казатели при переходе от непрер! ного сигнала к импульсному.
При необходимости неискажена воспроизведения огибающей импул ной последовательности должны 6i выполнены обычные условия:
^втР < У(1 — m2)/m, RaIR- > 3. Детектор видеоимпульсов. Рс
несущего колебания здесь выполн последовательность видеоимпульс Амплитуда видеоимпульсов изме: ется в соответствии с законом моду, ции (рис. 7.14). Задача детектора выделить огибающую видеоимпул ной последовательности. Очевид должны выполняться уело!
шинстве случаев амплитуда видеоимпульсов весьма велика и используется диодный детектор, обладающий наибольшей перегрузочной способностью.
Могут применяться последовательная и параллельная схемы. Параллельная схема предпочтительнее, когда импульсы снимаются с выхода видеоусилителя и требуется изоляция диода от высокого напряжения источника питания.
При изучении переходных процессов каскад видеоусилителя и детектор необходимо рассматривать как
одно целое, поскольку спектры входного и выходного процессов перекрываются и нельзя ограничиться учетом реакции детектора на усилитель через изменяющееся значение величины
Схема последовательного детектора видеоимпульсов изображена на рис. 7.15. В ней предшествующий усилительный каскад заменен, источником — генератором ЭДС £„ с внутренним сопротивлением /?и, а паразитные, шунтирующие вход детектора емкости отброшены как несущественные.
Формирование выходного напряжения urc иллюстрируется рис. 7.14. За время существования входного импульса нагрузочный конденсатор С заряжается с постоянной времени т, - [(/?„ + Rt) \\R]C да да(/?„ 4- Rt)C. Если т3 < (1/Зч-1/5)т, то конденсатор успевает зарядиться практически до амплитудного значения импульса.
В промежутках между импульсами конденсатор разряжается с постоянной времени тр = [R\\(RU -f + ^обр)1 С да RC. Если выполняется условие тр > (Т — т) да Т, то потеря напряжения между импульсами будет очень незначительной. Таким образом, детектор видеоимпульсов при выполнении указанных условий является пиковым детектором с коэффициентом передачи, близким к единице.
Схема параллельного детектора видеоимпульсов изображена на рис. 7.16. Здесь за время действия импульса конденсатор С заряжается с постоянной времени т3 = [/?„+ + (/?Я||ЯФ)]С да (Ли + R) С. Разрядка конденсатора между импульсами происходит с постоянной времени
тР = IR» +'(Я||/?оер11Яф)]С.
В любой момент времени напряжение на нагрузке ur — ивх — ис, где ис — напряжение на конденсаторе С, изменяющееся так, как показано на рис. 7.14 (urc)- Следовательно, форма напряжения на нагрузке R будет такой, как на рис. 7.17 (инх — ис)- Это напряжение содержит постоянную
составляющую, которая может быть выделена после дополнительной фильтрации в фильтре нижних частот /?фСф с постоянной времени Та > РкфСф 3> Т. При выполнении условий т3 < -f-"f) т ' тр ^ Т К0ЭФ" фициент передачи детектора получается очень близким к единице.
§ 7.3. Ограничители амплитуды
Ограничитель амплитуды состоит из безынерционного нелинейного элемента, являющегося ограничителем мгновенных значений, и резонансного фильтра, выделяющего спектральную зону выходного процесса в области центральной частоты входного сигнала.
В ограничителе амплитуды практически не происходит изменения формы высокочастотного заполнения входного амплитудно-частотно модулированного квазигармонического колебания. В идеальном случае оно превращается в частотно-модулированное колебание с сохранением закона частотной модуляции и устранением амплитудной модуляции.
Типичный вид амплитудной характеристики ограничителя амплитуды (OA) приведен на рис. 7.18. По достижении амплитудой входного напряжения порогового уровня е7вх.п коэффициент передачи OA резко падает. При изменении входного напряжения в широких пределах еУвх.п — Uax т амплитуда выходного напряжения изменяется в сравнительно узких пределах (7ВЫХ.0 — Uwt т. Качество работы OA можно характеризовать коэффициентом ограничения
(7.41)
где ДеУвх — изменение амплитуды входного напряжения, вызвавшее изменение амплитуды выходного напряжения ДсУвых.
При амплитудно-модулированном входном сигнале иод А",,г часто пони-
мают отношение глуоин модуляции н входе и выходе, т. е.
(7.45
Как видно из (7.41), улучшить кг чество ограничения можно снижение] порога ограничения е7ВХ[1 или уве личением коэффициента усилени OA при £/вх < с7вх.п, т. е. увеличе нием ипых.„. Отсюда же следует во; можность увеличения коэффициент ограничения К0г за счет каскадног соединения нескольких OA. Легк видеть, что при этом
К иг - Л lA 0Г2, 'Kg? If
ал;-.
Порог ограничения с7ВХЛ1 явл! ется одним из основных качественны показателей OA, так как определяв его работоспособность при малых aiv плитудах сигнала. Важным качествег ным показателем OA является такж его входное сопротивление, опреде ляемое так же, как и для амплитуд ного детектора.
Для создания OA обычно испол! зуют эффекты насыщения и отсечк тока в транзисторах, а также шунтг рующее действие диодов, внутренне сопротивление которых зависит с амплитуды приложенного напряжс ния [25].
Транзисторные ограничители амг литуды. Схема простейшего транз(сторного OA не отличается от схем обычного резонансного усилител (рис. 7.19). Однако для придани транзистору более четко выражении нелинейных свойств напряжение н коллекторе снижено по сравнению нормальным рабочим значением. Нг пряжение на базе также меньше ног
II
мального. Сопротивление термостабилизации отсутствует, так как, создавая обратную связь по постоянному току, оно перемещает рабочую точку при изменении амплитуды входного сигнала и препятствует созданию перегрузочного режима транзистора. Потенциал базы должен быть жестко
фиксирован пропусканием значительного тока через базовый делитель
^61^62-
Работа ограничителя иллюстрируется рис. 7.20. Здесь / — нагрузочная характеристика по постоянному току, проведенная под углом cxj =9 = arctg О/Яф); 2 — нагрузочная характеристика по переменному току, проведенная под углом а2 = arctg X х(1/#эк)> где R3k — эквивалентное резонансное сопротивление нагрузочного контура.
Если амплитуда входного напряжения такова, что превышается размах, ограниченный стрелками на характеристике 2 (UBX > U62), то начинается отсечка коллекторного тока снизу и насыщение сверху. Форма тока iK показана на рис. 7.20 пунктиром. При увеличении амплитуды входного напряжения углы отсечки и насыщения увеличиваются, а амплитуда первой гармоники коллекторного тока стремится к величине /,<, = 2//л, где / — размах импульсов коллекторного тока.
Зависимость амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного напряжения при этом имеет вид, как на рис. 7.18.
Пороги ограничения для транзисторного OA обычно имеют порядок десятых долей вольта. Используя схему дифференциального усилителя, характерную для современных микроэлектронных аналоговых узлов, можно построить OA, в котором ограничение тока происходит только за счет отсечки. Схема подобного OA приведена на рис. 7.21. Входной транзистор включен по схеме ОК., а его нагрузкой является токостабилизирую-щий транзистор Т3 с резистором обратной связи R. При увеличении отрицательного напряжения на базе транзистора 7\ его коллекторный ток (ij) уменьшается, а коллекторный ток транзистора Т2 (i2) увеличивается. Транзистор Т2 включен по схеме ОБ — потенциал базы фиксирован низкоомным делителем напряжения, а управляющее напряжение подается в цепь эмиттера с полного нагрузоч-
ного сопротивления транзистора Тг (Т3 и R).
Уменьшение положительного потенциала эмиттера транзистора Т2 при подзапирании транзистора Тх приводит к отпиранию транзистора Т2, т. е. к увеличению его тока (i2). При полном запирании транзистора 7, ток (, достигает максимального значения, определяемого потенциалом базы транзистора, Т2. Наоборот, при подаче на вход транзистора 7\ положительного напряжения потенциал эмиттера транзистора Т2 увеличивается и его ток падает. При некотором значении ывх транзистор Т2 запирается и его ток становится равным нулю. График изменения тока транзистора Т2 при изменении напряжения ивх изображен на рис. 7.22. Если ивх изменяется по закону синуса, ток i2 приобретает форму квадратной волны с амплитудой первой гармоники 121 = = 2//л. Контур К в коллекторной цепи, настроенный на частоту первой гармоники, выделяет полосу частот модуляции в районе частоты первой гармоники. Амплитудная характеристика схемы имеет типичный для OA вид (см. рис. 7.18).
На рис. 7.23 представлена схема OA на полевом транзисторе с управляющим /7 -л-переходом. Здесь отсутствует начальное смещение на затворе, поэтому при положительных полуволнах входного напряжения возникает ток затвора в виде остроконечных импульсов. Постоянная составляющая этих импульсов тока, проходя по резистору R, вызывает падение напряжения, смещающее рабочую точку транзистора. Таким образом, управляющий р-п-переход и ЯС-цепь образуют линейный диодный детектор с постоянным углом отсечки тока затвора. Угол отсечки тока стока при этом зависит от амплитуды входного напряжения и тем меньше, чем больше эта амплитуда (рис. 7.24), где угол отсечки тока стока оценивается по спрямленной характеристике;'с (ил). С уменьшением угла отсечки амплитуда первой гармоники тока стока падает, а при увеличения пикового
значения тока возрастает. Выборо? значения сопротивления резистора / можно добиться оптимального со отношения этих процессов и по лучить наименьшую зависимое^ амплитуды выходного напряжени; (амплитуды первой гармоники ток;
стока /с) от амплитуды входного напряжения после превышения порога ограничения. Возможные виды амплитудных характеристик представлены на рис. 7.25. Здесь следует учитывать, что величина W (см. рис. 7.24) определяется выражением U' = UBX — — U-r — UBX — UBX cos 63 и чем меньше вя (больше R), тем меньше изменяется U', а следовательно, и Iт при изменении UBX.
При R > Rnvt не будет оптимальной компенсации влияния Iт и вс на /с, - будет «переограничение». При R •< /?„pt, наоборот, будет «недоог-раничение».
В полевых МОП-и МДП-транзисто-рах ток затвора практически равен нулю и при и я > 0. В этом случае для
создания требуемого перемещения рабочей точки приходится применять отдельный детектор в цепи затвора. Схема подобного OA приведена на рис. 7.26. Выбором коэффициента включения транзистора и детектора во входной контур, а также подбором R можно получить оптимальную амплитудную характеристику OA. Эта схема обладает большей гибкостью по сравнению со схемой рис. 7.23, хотя и отличается несколько большей сложностью.
Во всех случаях в схемах OA следует использовать высокочастотные транзисторы с малыми проходными емкостями для исключения влияния просачивания сигнала непосредственно на выход. Это особенно необходимо при больших коэффициентах ограничения.
Коэффициент ограничения на один каскад OA обычно имеет порядок 10— —30. Постоянная времени 7?С-цепи должна удовлетворять обычным требованиям Tq RC > Та, где Та и Та — периоды частоты модуляции и несущей частоты.
Диодные ограничители амплитуды. Диоды широко используются в ограничителях мгновенных значений благодаря своему свойству резко изменять сопротивление при переходе от закрытого состояния к открытому. Они с успехом могут быть применены и в ограничителях амплитуды при параллельном или последовательном соединении с нагрузочным контуром усилительного каскада. С точки зрения введения запирающего напряжения удобнее параллельная схема диодного OA.
Пример такой схемы приведен на рис. 7.27. Параллельно нагрузочному контуру К включены разнополяр-но диоды Д, и Д2, запертые одинаковыми напряжениями Е0. При положительных полуволнах напряжения на контуре отпирается диод Л], при отрицательных — диод Дг. Считая характеристики диодов линейно-ломаными, видим, что токи через диоды
i 2 имеют вид косинусоидальных импульсов, следующих с частотой за-
полнения сигнала. Ток <', являясь суммой токов i„ i2, представляет собой последовательность поочередно следующих положительных и отрицательных импульсов,
Углы отсечки токов i3 одинаковы: 6 = arccos (E0/Unblx). Как видно, они зависят от амплитуды напряжения на контуре К и тем больше, чем больше амплитуда с7вь1х. Это значит, что амплитуда первой гармоники тока i (/,) увеличивается, а амплитуда первой гармоники тока через контур /,„ уменьшается, т. е. с ростом сУ„ых происходит перераспределение тока первой гармоники между контуром и цепью диодов. Это перераспределение тока в большей или меньшей степени компенсирует рост тока /к1 за счет увеличения напряжения с7вмх. Таким образом, после превышения амплитудой /7вых порогового значения сУвых.п -Е0 рост амплитуды выходного напряжения (У Вых =/Ki#3K резко замедляется с повышением напряжения (7ВХ за счет перераспределения первой гармоники полного тока (т (/т1) между токами /, и /к1. Все это приводит к тому, что амплитудная характеристика схемы рис. 7.27 приобретает характерный вид, показанный на рис. 7.18.
Отметим, что в перегрузочных режимах (при больших амплитудах входного сигнала) обычные усилительные каскады становятся ограничителями амплитуды и информация, содержащаяся в изменениях амплитуды, искажается или устраняется совсем, а полоса пропускания и избирательность усилителя могут значительно отличаться от нормальных значений.
§ 7.4. Фазовые детекторы
Фазой гармонического колебания является аргумент синусоидальной или косинусоидальной функции, описывающей это колебание. В общем случае она содержит несколько составляющих, обусловленных различными
причинами. Так, в гармоническом к лебании вида
и /7cos[w0r^<p(r)-r-cpHa4l (7.4
w0t — линейно нарастающая фаз Ф (/) — детерминированная или сл чайная функция, отображающая пр цесс фазовой модуляции или действ помех; фнач — начальная фаза, т. фаза при t = 0, ц> (t) = 0.
Выделение информации, содерж щейся в составляющей ф (t), требу знания остальных составляющих учета их при проектировании и нас ройке реальных устройств, осущест ляющих детектирование фазомодул рованных (ФМ) колебаний.
В фазовых детекторах для компе сации фазы со0^ используется сп циально генерируемое гармоническ опорное колебание с частотой, равн< центральной частоте сигнала, иен чальной фазой, обеспечивающей н илучшие условия выделения информ ционной составляющей ф (г). Эта н чальная фаза может быть различной конкретных применениях.
Выражения детекторных характ ристик для различных фазовых дете торов зависят от многих параметров амплитуд сигнального и опорного н пряжений, характеристик использу мых нелинейных или параметрическ! элементов, способа введения опорн го напряжения и схемы фазового л тектора. По последним двум призн кам различают фазовые детектор векторомерного и коммутационно типов. Рассмотрим эти разновидн сти фазовых детекторов.
Фазовые детекторы векторомерн го типа. В детекторах этого типа обр зуется векторная сумма опорного сигнального напряжений. Результ рующее напряжение, амплитуда кот рого зависит от фазового сдвига меж, опорным и сигнальным напряжени ми, подвергается амплитудному дете тированию, в результате чего выл ляется (с некоторыми искажениям информационная составляющая фа; сигнала, если опорное напряжение о ладает достаточной фазовой (а след вательно, и частотной) стабильность!
Положим, что начальная фаза опорного напряжения равна нулю, а фаза сигнала отсчитываемая от фазы опорного напряжения, — <рс. Тогда можно записать:
(7.45)
Пусть выполняются условия, при которых амплитудный детектор всегда остается линейным и безынерцион-
ным (Ue С/о) с коэффициентом передачи К- - Ка -• Кя. При этом
U- = КяУ U0+Ue+2U0Uccos<fc
-KaUoy И -gj -H 2^05 ^.(7.46)
Как видим, детекторная характеристика зависит от соотношения UJU0. Примерный вид ее изображен на рис. 7.28 (с сохранением постоянной составляющей за счет детектирования опорного напряжения). В окрестности углов фс = я/2 и фс = =- Зл/2 на ней можно выделить относительно прямолинейные участки, пригодные для детектирования ФМ-сигналов. Детекторная характеристика фазового детектора периодична с периодом 2л.
Простейший однотактный векторо-мерный фазовый детектор не отличается высокими качественными показателями — крутизной, линейностью детекторной характеристики. Практически применяют балансные фазовые детекторы, по схеме и принципу действия аналогичные балансным преобразователям частоты. На рис. 7.29 изображена схема балансного фазового векторомерного детектора с диодными детекторами в каждом плече. Диоды Дд и Д2 амплитудных детекторов включены однополярно, а нагрузки — встречно. Выходное напряжение £/_ образуется как разность напряжений, создаваемых каждым из амплитудных детекторов. Напряжение сигнала приложено к диодам про-тивофазно, а опорное — синфазно. Напряжения на диодах Д, и Д2 равны:
(7.47;
Векторные соотношения (7.47) иллюстрируются векторными диаграммами рис. 7.30 для разных углов фс. Как видно, при фс — л/2 11 О, при фс <z я/2 U- \> 0, при фс >> > л/2 U_ < 0 (при данном включении диодов и отсчете U сверху вниз).
Результирующая детекторная характеристика балансного фазового детектора изображена на рис. 7.31. Важным свойством этой характеристики является то, что она проходит через нуль при фс = л/2 (Зя/2), что необходимо для применения фазового детектора в автоматических регуляторах частоты и фазы. Линейные участки этой характеристики в районе углов фс = л/2 (Зя/2) более протяженны, чем у однотактного детектора, а крутизна выше. Найдем аналитически выходное напряжение балансного ФД при прежних предположениях и полной симметрии схемы:
Это довольно сложная функция фазового угла фс и амплитуд сигнального и опорного напряжений.
Если U0UD/(Ul + c/*/4) cos фс «С 1, то, разлагая слагаемые в скобках в ряды (Vl ± а да 1 ± а/2) с учетом только первых двух членов разложения, можно получить
т- е. детекторная характеристика в окрестности углов фс Щ л/2 (Зя/2) имеет вид косинусоиды.
Если дополнительно \Ur \ |с70|, то •
^- = /Cet7ccos <i,.,
(7.49)
Рис. 7.31
Легко видеть, что при выполнен неравенства \U_C\ > |i/0| детекторн характеристика ФД описывается в ражением
U.. =/чд(_/0со*фс. (7.49
При этом отпадает надобность амплитудном ограничителе в кана сигнала.
При равенстве амплитуд сигнал ного и опорного напряжений на ка; дом из диодов, т. е. при \U0\ = \UJ' получаем
(7.5
В этом случае детекторная хара теристика оказывается наиболее л нейной на интервалах 0 — л и я — 2л (пунктир на рис. 7.31). В точк; фс = я, 2я и т. д. она претерпева разрывы (точки излома).
В общем случае крутизна детекто ной характеристики
Амплитудные детекторы на ди дах Д, и Дг к вторичной обмотке си нального трансформатора подключ ны не полностью. Их входные сопр тивления шунтируют половины вт
У'
ричной обмотки трансформатора с коэффициентом трансформации nv Поэтому полное входное сопротивление по отношению к источнику сигнала
^вх-с — ^BXl +Я Вх2- (7. 54)
В частности, для линейных детекторов RBXl = #вх2 == RI2 и RBXC = = R. По отношению к источнику опорного напряжения амплитудные детекторы включены параллельно. Соответственно
(7. 55)
Заметим, что для амплитудных детекторов должны быть выполнены условия безынерционности RCQB < < У (1 — т*)/т (Qa — верхняя частота спектра функции, модулирующей фазу сигнала), причем в случае |£/»1> > \U_C\ т да UJ(U02). Если \ТГ0\ = — \Uc\/2, то условие безынерционности формально не выполняется и требуется ограничивать диапазон изменения угла фс.
Фазовые детекторы коммутационного типа. В рассмотренных векторо-мерных ФД свойства детектора зависят как от амплитуды опорного напряжения, так и от амплитуды сигнала. Это объясняется тем, что в состав ФД входят нелинейные элементы. Однако в случае |t/_0| > |<7С| и при наличии линейных амплитудных детекторов фактически они работают как коммутационные детекторы, так как при этом опорное напряжение скачком изменяет параметр (проводи-
мость) диодов. В общем случае для коммутационных ФД подобное изменение параметра цепи является характерным признаком, а векторное сложение сигнального и опорного напряжений не обязательно, т. е. они могут действовать в различных точках схемы ФД. При этом ФД подобен преобразователю частоты, в котором сигнальное и гетеродинное напряжения прикладываются к различным электродам преобразовательного элемента (или к различным активным приборам, образующим сложный преобразовательный элемент). Различия между векторомерными и коммутационными ФД проявляются только при воздействии сложных сигналов, так как они обладают различными нелинейными свойствами.
Схема коммутационного ФД приведена на рис. 7. 32. В состав ФД входят два коммутируемых элемента (ключа) Ki и К2, включенных таким образом, что опорное напряжение подается на них синфазно и не вызывает появления напряжения на выходе ФД.
Роль ключей могут играть полевые или биполярные транзисторы, а роль источника питания — источник опорного напряжения, который при этом должен обладать необходимой мощностью. Опорное напряжение может выполнять роль управляющего напряжения и подаваться на бестоковый (или малотоковый) электрод коммутируемого элемента (например, второй затвор полевого транзистора). Обычно и0 представляет собой квадратную волну напряжения, сформированную из синусоиды частоты w0 путем двустороннего ограничения.
Напряжение сигнала подводится к управляющим электродам коммутируемых элементов противофазно, изменяя токи, которые проходят через них в открытом состоянии, в противоположные стороны. При этом в зависимости от соотношения фаз опорного и сигнального напряжений будут изменяться постоянные составляющие токов и i2 коммутируемых элементов.
В схеме рис. 7.32 применен фазо-расщепляющий входной трансформатор. Однако для этой цели может использоваться и любое другое фазорас-щепляющее устройство, например усилитель с разделенной нагрузкой, двухкаскадный усилитель с эмиттер-ной (истоковой) связью. Эти устройства особенно целесообразны для схем ФД в микроэлектронном исполнении. Работа схемы поясняется эпюрами напряжений и токов на рис.7.33, а, б. Видно, что при фе = 0 площадь импульсов тока i, увеличивается, а площадь импульсов тока i.2 уменьшается, т. е. постоянная составляющая тока /, получает положительное приращение (А/-,), а постоянная составляющая тока 1г — отрицательное приращение (— А/_2). Выходное напряжение получает приращение д £У_ —
При фазовом сдвиге фс = л/2 приращения площадей импульсов то-
ка не получается. Соответственно i изменяются и постоянные составля! щие токов i"2. При этом выходи напряжение равно нулю. При фс = 0 *т- л/2 имеются промежуточн! значения U_ между V_ = О и U_
U-max- ПРИ Фс = л/2 -г- Л КО]
мутируемые элементы К\, К2 меняю ся местами и изменяется полярное выходного напряжения.
Анализ схемы рис. 7.32 и друп схем коммутационных ФД дает сл дующее уравнение детекторной хара теристики:
(7. 5
где Л*Фд — коэффициент переда< ФД:
(7. 5
различный для конкретных схем свойств коммутируемых элементов.
Рис. 7.34
Для рассмотренной схемы ФД при использовании транзисторов или вакуумных триодов и при условии
/Сфд да - SR, где S — крутизна лампы или транзистора; Rt — внутреннее сопротивление.
Как и преобразователь частоты, ФД можно представить в виде перемножителя, дополненного фильтром нижних частот (ФНЧ), как показано на рис. 7.34. Действительно, перемножив напряжение сигнала ис и опорное напряжение ы0, получим:
на выходе перемножителя
что полностью совпадает с равенством (7.56) при условии К фд. = =? KnUJ2, где Кп — коэффициент передачи перемножителя, В-1.
Такое представление ФД является основой для реализации его на микросхемах. В качестве перемножителя находят применение микросхемы аналоговых перемножителей и балансных модуляторов, например К526ПС1,
К140МА1, а также микросхемы различных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления (К174УР1, К174УРЗ, К526УР и др.), номенклатура и диапазон рабочих частот которых постоянно увеличиваются.
§ 7.5. Частотные детекторы
В частотных детекторах (ЧД) ЧМ-колебание преобразуется в колебание, модулированное по амплитуде, фазе или в импульсно-модулирован-ное колебание с последующим применением амплитудного, фазового или пикового детекторов. При этом для неискаженного воспроизведения модулирующей функции детекторная характеристика должна обладать достаточной линейностью в диапазоне изменения мгновенной частоты сигнала. Для частотных детекторов, используемых в системах автоподстройки частоты, необходимо, чтобы детекторная характеристика проходила через нуль на некоторой центральной частоте /0. Фиксация этой частоты может осуществляться либо резонансными цепями, входящими в схему ЧД, либо с помощью специального высокостабильного генератора.
Рассмотрим разновидности частотных детекторов в соответствии с осуществляемыми в них видами преобразования частотной модуляции и способами фиксации центральной (переходной) частоты.
Частотные детекторы с амплитудным преобразованием частотной модуляции. Принцип действия таких ЧД основан на том, что при прохождении ЧМ-колебания через дифференцирующую цепь выходное колебание приобретает дополнительную амплитудную модуляцию, причем закон изменения амплитуды полностью повторяет закон изменения частоты. Пусть "вх(0 - с7вх sin \w0t! <г(/)1. Тогда на выходе дифференцирующей цепи с коэффициентом передачи Кл„,\,
Подав это напряжение на амплитудный детектор, получим на его выходе напряжение U_(t) = ЛГдс7вхх
X Кд/СдИф), пропорцио-
нальное изменению частоты. Струк-
турная схема подобного ЧД легко реализуется средствами современной микроэлектроники. Например, дифференцирующая цепь может быть выполнена на операционном усилителе (ОУ) с линейной обратной связью, а амплитудный детектор — на операционном усилителе с нелинейной обратной связью. Диапазон рабочих частот указанных ЧД ограничен частотными свойствами ОУ.
С позиций частотных представлений идеальная дифференцирующая цепь имеет коэффициент передачи К (/<о) у ют (для резонансных цепей К (/<•>) / ("> ft>o) т)- модуль которого является прямой, проходящей с угловым коэффициентом т к оси частот. На основе такого представления можно построить ЧД, используя, скаты частотных характеристик RC-, RL и RLC-цепей, выбирая на них относительно линейные участки. Простейшая схема подобного детектора ЧМ изображена на рис. 7.35. Комплексный коэффициент усиления резонансного усилителя, входящего в частотный детектор, с учетом выходного сопротивления и емкости транзистора Т. а также входного сопротивления и емкости амплитудного детектора на диоде Д можно определить из выражения
(7.58)
Здесь | (///„ — /„//') daK — обобщенная расстройка; 4ЯИ " 1 /м„С2/?,|;: Сх Ск '■ Свых /i," Свх/;-; 5„ крутизна транзистора (полагается что /» <■'.' fs', fs — граничная частот'
транзистора по крутизне); R9K =^ <Як II«; #ВЬ1х 11#вх/лЦ) — эквивалентное резонансное сопротивление контура; л,, п.г — коэффициенты трансформации при подключении транзистора и детектора к контуру; К» 50/?чкп2//г, — резонансный коэффициент усиления.
В предположении линейности амплитудного детектора выпрямленное напряжение
(7. 59)
Уравнение (7.59) описывает детекторную характеристику, которая по форме повторяет амплитудно-частотную характеристику резонансного усилителя (рис. 7.36). На скатах этой характеристики можно выбрать относительно линейные участки, пригодные для осуществления частотного детектирования (отмечены на рис. 7.36 жирными линиями). Крутизна детекторной характеристики в координатах £/_, £ изменяется по закону
(7.601
и имеет максимальное значение npi-расстройках £т — ±0,7. Практиче ски подобный простейший частотны» детектор применяют только в систе мах с узкополосной ЧМ, так как oi не обеспечивает высокой линейност* и крутизны детекторной характеристи ки. При этом выбирают £г = \/d aKX X (/,.//,, /„//с) ~ 1- где /,. --- несу' щая частота сигнала.
В системах широкополосной ЧМ и АПЧ используют балансные ЧД с двумя расстроенными контурами. Схема такого ЧД с параллельными расстрое-енными контурами изображена на рис. 7.37. Контуры ЧД настроены на
частоты /01 и /и3, расположенные симметрично по обе стороны от центральной частоты /"„ = /с. Выпрямленные напряжения амплитудных детекторов, подсоединенных к контурам, включены встречно и выходное напряжение образуется как разность выпрямленных напряжений: ы_ — м_, — ы_2. Формирование детекторной характеристики ясно из рис. 7.38. Пунктиром изображены положительные полуволны детекторной характеристики при Е0 0,707; 2,0 (So So. IS021 -(/«,//«- /о //„,) Л*эн ^
* HUrfo - /*//м)/^.к1).
В предположении одинаковости резонансных сопротивлений контуров и коэффициентов передачи амплитудных детекторов на диодах Д1 и Д2 получаем следующее уравнение детекторной характеристики:
17. 61)
В координатах l}_, | крутизна детекторной характеристики при £=0
и имеет максимальное значение при
So - Soopt 1 V2" 0,707.
Экстремумы детекторной характеристики расположены в точках \т
± £„. Заметим, что в координатах / крутизна детекторной характеристики
пускания чД (расстояние между экстремумами на оси частот), и вычисляя 5цд с подстановкой А\к т
Эта функция возрастает с увеличением |0, причем
(7.64)
Это означает, что при заданной полосе пропускания Д/чд и центральной частоте /„ увеличение крутизны Shjx может быть достигнуто снижением затухания контуров d3K, так как
£о == А/чд /^эк /о-
Практически снижать затухание контуров целесообразно до значений, при которых |0 = 2 -т- 3, так как дальнейшее уменьшение d9K приводит к очень медленному росту 5чд.
Частотные детекторы с фазовым преобразованием частотной модуляции. В ЧД этого типа частотная модуляция преобразуется в фазовую и используется фазовый детектор для выделения модулирующей функции.
Принцип действия таких ЧД основан на том, что при прохождении ЧМ-колебания через цепь, вносящую идеальную задержку, фазовый сдвиг выходного колебания относительно входного, которое выполняет в данном случае роль опорного напряжения, повторяет закон изменения частоты. Действительно, пусть на входе цепи, вносящей задержку т, действует ЧМ-колебание ивх — U0 sin [со„/ + +ф (г)], частота которого изменяется по закону со (t) — со,, + dcp/df. Тогда на выходе этой цепи имеем
«вых tV0 sin [со,, (/— т) + ф (/- т)].
Фазовый сдвиг выходного напряжения относительно входного
изменения фазы чм-колеоания на выходе линии задержки относительно входного ЧМ-колебания совпадает с законом изменения частоты..
На основе такого представления можно построить ЧД, используя относительно линейные участки фазо-частотных характеристик четырехпо-
люсников, так как в пределах этих участков задержка примерно постоянна. Структурная схема подобного ЧД представлена на рис. 7.39. Здесь через К (/со) обозначен комплексный коэффициент передачи четырехполюсника. В схему рис. 7.39 включен также фазовращатель на ф = 90°. При Ф = 90° детекторная характеристика ФД проходит через нуль (см. рис. 7.31), благодаря чему переходная частота детекторной характеристики ЧД будет совпадать с резонансной частотой четырехполюсника К (/со), если этот четырехполюсник имеет резонансную АЧХ и вносит на резонансной частоте нулевой фазовый сдвиг. Однако если четырехполюсник К (/со) вносит на резонансной частоте фазовый сдвиг (2п + 1)-90°, где п -— 0, \, 2, то отдельного фазовращателя на ф = 90° не требуется (поэтому на рис. 7.39 он показан пунктиром).
В простейшем случае четырехполюсником К (/to) может быть, например, одиночный колебательный контур (или усилитель с одиночным контуром), фазовая характеристика которого описывается уравнением Ф(£) = - arctg £, I = Ш э„(т7 /о-— /„//). Эта характеристика имеет почти линейный участок в области | да 0 и, следовательно, может быть использована для преобразования входного ЧМ-колебания в ФМ-ко-лебание на контуре.
Суммируя напряжение на контуре усилителя с опорным напряжением и подвергая результирующее напряжение амплитудному детектированию, получаем низкочастотное колебание, воспроизводящее закон изменения мгновенной частоты сигнала.
Н9
Пример подобной схемы ЧД приведен на рис. 7.40. Контур LKC„ связан с первичным контуром LrC, индуктивной связью М, кроме того, через разделительный конденсатор Cv на дроссель L подается полное напряжение с первичной катушки, являющееся опорным напряжением U„. Оба контура настроены на центральную частоту /0 и имеют одинаковые затухания dAK. Полное напряжение на лиоле
Анализ схемы приводит к следующему выражению для с7д:
где р = KcJd™ М/1/ LtLKd3K — обобщенный коэффициент связи; R — резонансное эквивалентное сопротивление контура.
При наличии линейного амплитудного детектора с коэффициентом передачи К я
Уравнение (7.66) описывает детекторную характеристику рассматриваемого ЧД. Примерный вид ее изображен на рис. 7.41.
На практике обычно применяют балансные ЧД с фазовым преобразованием ЧМ. Схема подобного ЧД приведена на рис. 7.42. В нее входит балансный фазовый детектор, опорным напряжением для которого является напряжение на первичном контуре L,C,, действующее также на дросселе L. Поскольку нагрузки включены встречно, U_ - U -, - (/_,, Напряжения на диодах.
(7.67)
Этим векторным уравнениям соответствуют векторные диаграммы рис. 7.30, причем отклонение срс от я/2 обусловлено расстройкой контура LKCK. Уравнение детекторной характеристики получается как разность уравнений вида (7.66) с учетом того, что здесь напряжение сигнала на каждом диоде равно/У J2, а не (У к и для диода Д2 имеет место вычитание UJ2:
Вид детекторной характеристики и способ ее формирования иллюстрируются рис. 7.43. Параметром детекторной характеристики при UBX ~-
const является обобщенный коэффициент связи р. При р > 1 положение точек экстремума на оси абсцисс примерно соответствует величинам р, т. е. £m = ± р. Отсюда Д/чд да рД/0,7, где Д/0|7 = /od8„ — полоса пропускания одиночного контура ЧД без учета вносимого сопротивления.
Анализ уравнения (7.68) в области Е = О приводит к следующему выражению для крутизны детекторной характеристики:
Поскольку р = K cJd3K, это означает, что для увеличения крутизны характеристики при выбранном значении /С,:в следует уменьшать затухания контуров d3K, что эффективно при р < 3.
Если затухания контуров и центральная частота выбраны, то добиваться максимума крутизны следует выбором р. Анализ выражения (7.69) дает при этих условиях р = popt == = 0,85. Отметим, что усилительный прибор Т, в схемах рис. 7.35, 7.37, 7.40, 7.42 может работать в сугубо нелинейном режиме (амплитудный ограничитель) и тогда всюду вместо низкочастотного значения крутизны следует подставлять крутизну по первой гармонике выходного тока, т. е.
Для преобразования изменений частбты в изменения фазы можно непосредственно использовать линию задержки в качестве фазосдвигающе-ю четырехполюсника (см. рис. 7.39). В *том случае К (/to) — е^'",т. Иде-
Рис. 7.43
альная линия задержки имеет линейную фазовую характеристику ср (со) = = — сот, и, следовательно, при прочих равных условиях можно существенно снизить уровень нелинейных искажений. В зависимости от диапазона частот и технологии изготовления линия задержки может быть мик-рополосковой, коаксиальной, вол-новодной, на ПАВ, и т. д.
Воспользовавшись выражением для детекторной характеристики фазового детектора (7.50) при условиг сУ0 — с7с, получим
(7.7Г
Учитывая, что ср = сот, находил уравнение детекторной характеристи ки ЧД с линией задержки:
£/_ =2с7гА:д(|соя (сот/2) | —
— | sin (сот/2) |. (7.72
Вид детекторной характеристик! в координатах UJ2UcKp,\ toT /2 по казан на рис. 7.44. Частоты переход через нуль находят из соотношение со„т/2 = (1 4 2 А) л/4, k — 0, 1 2,....
Отсюда определяем необходимое время задержки для выбранной частоты
Л.:
(7.73)
Представляя мгновенную частоту в виде со со,,; Асо, получим уравнение детекторной характеристики в пределах одной ветви:
(7.74)
Крутизна характеристики ЧД на частоте настройки
Из рис. 7.44 видно, что расстояние между точками излома функции ф (сот/2) составляет л/2, следовательно, полосу ЧД в пределах точек излома можно найти из условия Дсот/2 =* л/2, откуда
(7.76)
Как показывает более подробный анализ, достоинствами ЧД с линией задержки является примерно вдвое более широкая полоса детекторной характеристики по сравнению с ЧД на связанных и расстроенных контурах при одинаковом уровне нелиней-
ных искажений, а также в 3—5 раз меньшее время переходного процесса ввиду отсутствия резонансных контуров, что важно при детектировании импульсных ЧМ-сигналов.
Заметим, что во избежание появ-ния «изрезанное™» детекторной характеристики линия задержки должна быть тщательно согласована, т. е. не иметь отражений с обоих концов.
Частотные детекторы модуляционного типа. Подобные ЧД получили широкое распространение в диапазоне СВЧ как для демодуляции СВЧ-ко-лебаний, так и в качестве чувствительных элементов систем АПЧ по эталонному резонатору. В них используется контур (резонатор) с переменной частотой настройки (модулированный контур). Использов
