TV„bix >Uubix mln. И СКОЛЬ уГ0Д1

высокое быстродействие. Однако пра тически это не достигается, так к; степень постоянства выходного напр жения обусловлена конкретными да ными элементов цепи АРУ и цеп приемного устройства, подверженн! технологическим разбросам, време ным и режимным изменениям. Це АРУ защищает от перегрузок толь те каскады, которые расположе! дальше точки приложения регул рующего воздействия, и сама на> дится под воздействием сигнала с ш роким динамическим диапазоном, т. подвержена перегрузкам и должна с держать внутренние обратные систеи АРУ. В_г этом случае система AF практически превращается в отдел ный канал приемного устройства, менее сложный, чем его основной * нал.

Все эти причины приводят к тон что в настоящее время большее р пространение получили обратные с темы АРУ. Очевидно, лучшие резу. таты может дать применение комбш рованной системы АРУ, включаюи в себя цепи обратной и прямой АР? превалирующим влиянием обратг цепи АРУ. Функциональная схема кой комбинированной системы А1 приведена на рис. 8. 1.

Обратная система АРУ образус ся детектором АРУ Д ару,, фил ром 4>! и всеми каскадами основн тр акта, расположенными между т кой ввода регулирующего напряз

ния Upj и выходом блока высокой частоты (БВЧ).

В прямую систему АРУ входят детектор Д ару., фильтр Ф₂ и усилитель постоянного напряжения У ару,- Регулирующее напряжение и_р2 вводится в БВЧ и в усилитель низкой частоты— УНЧ (последнее не обязательно и используется редко). Фильтры Ф_у, Ф_г придают цепям АРУ необходимую инерционность, обусловленную как соображениями устойчивости (АРУ,), так и отсутствия демодуляции АМ-сигнала (АРУ,, АРУ₂). Роль фильтров Фу и Ф₂ могут играть нагрузочные цепи соответствующих детекторов. Регулирующие напряжения «_р, и «_р2 содержат составляющие, изменяющиеся с частотами паразитной амплитудной модуляции входного сигнала, обусловленной перечисленными ранее причинами, но не содержат составляющих, изменяющихся с частотой полезной модуляции. Эти составляющие беспрепятственно проходят через основной тракт радиоприемного устройства, выделяются детектором Д и усиливаются усилителем низкой частоты, образуя выходное напряжение приемника с/_выхНч- Обычно нет необходимости снижать усиление слабых сигналов U_вх < U_{вх rnln}, не создающих перегрузок приемника и не обеспечивающих номинального выходного напряжения даже при максимальном усилении БВЧ и УНЧ. Для придания цепям APN пороговых свойств, г. е. включения их только при определенной амплитуде сигнала, цепи АРУ запирают принудительным смещением и отпирают только после то-

го, как напряжение сигнала превысит напряжение запирания. Обычно напряжение запирания («задержки») подается на детекторы или усилители АРУ. На рис. 8.1 это напряжения £₃₁ и £₃₂. Подобные системы АРУ называются задержанными. Задержка может быть введена по с р е д н е-му значению сигнала или п о максимуму. Если постоянная времени нагрузочной цепи, Д ару, меньше периода повторения импульсов (при импульсном сигнале) и диод Д ару, заперт напряжением задержки Е _Зу, то при £У_Вых < Е₃₁ система АРУ будет разомкнута. При (У_вых > £₃₁ диод Ддру, отпирается каждым импульсом, удовлетворяющим этому условию, и после фильтрации в фильтре 01 вырабатывается регулирующее напряжение Upj, пропорциональное амплитуде максимального импульса. Это система АРУ по максимуму сигнала, которая стремится поддержать постоянным максимальное значение выходного напряжения.

В системе АРУ₂ напряжением задержки £₃₂ заперт усилитель постоянного напряжения У ару,- О н откроется только тогда, когда выпрямленное и профильтрованное фильтром Ф₂ напряжение превысит £₃₂. Это напряжение пропорционально среднему значению входного сигнала. Таким образом создается система АРУ по среднему значению, стремящаяся поддержать неизменным среднее значение выходного напряжения. На рис. 8.1 в цепи АРУ1 нет специального усилителя ни в цепях высокой частоты, ни на постоянном токе. Это н е-усиленная система АРУ. Система АРУ₂ — усиленная, так как содержит усилитель У ару,, усиливающий сигнал в цепи АРУ₂ (регулирующее напряжение). Усиленные системы АРУ обладают большей глубиной регулирования и способны обеспечивать меньший динамический диапазон выходного сигнала.

Из принципа действия системы АРУ следует, что при слабом сигнале коэффициент усиления приемника максимален. При этом на выходе

прослушиваются шумы, создаваемые внешними помехами и собственными флуктуацнонными процессами в каскадах радиоприемного устройства. В некоторых случаях это нежелательно и тогда используется бесшумная система АРУ (рис. 8.2). Автогенератор Г генерирует колебания достаточно высокой частоты, находящейся вне пределов полосы пропускания УНЧ. Эти колебания детектируются детектором Д_г и выпрямленное напряжение запирает один из каскадов УНЧ. С появлением сигнала при условии У_вьи > Е_я замыкается система АРУ и начинает вырабатываться напряжение и_р, которое прикладывается к электродам активного прибора генератора Г и срывает его колебания. При этом снимается напряжение, запирающее УНЧ, и сигнал начинает поступать на выход.

В обзорных радиолокационных станциях уровень внешних шумов может сильно изменяться в зависимости от направления антенны РЛС. Для выравнивания уровня выходных шумов в приемниках используются «АРУ по шумам», или «шумовые АРУ» (ШАРУ). При этом регулирующее напряжение вырабатывается благодаря детектированию шумов в детекторе ШАРУ. Быстродействие системы ШАРУ должно быть согласовано с темпом обзора так, чтобы система ШАРУ успевала отрабатывать изменение уровня шумового фона.

В приемниках обзорных РЛС для уменьшения маскирующего действия отражений от Земли и местных предметов, а также для того, чтобы цели с одинаковой эффективной поверхностью рассеивания выглядели на экране РЛС одинаково независимо от расстояния, применяют так называемую временную регулировку усиления (ВРУ). Ее функциональная схема приведена на рис. 8.3. Пусковой импульс у от модулятора РЛС, генерируемый одновременно с зондирующим импульсом, запускает генератор регулирующего напряжения (ГРН). В начальный момент времени напряжение Up вообще может запирать прием-

Рис. 8.2

ный тракт, осуществляя «бланкирование» приемника. Затем по мере уменьшения Up усиление приемника увеличивается, доходя до максимально возможного. Таким образом усиление оказывается связанным с дальностью. Определенная форма и скорость изменения и_р (t) устанавливаются в зависимости от конкретных условий. Система ВРУ является автономной, не связанной с интенсивностью входного сигнала в каждый данный момент времени.

По степени быстродействия различают инерционные АРУ и быстродействующие АРУ (БАРУ). Степень быстродействия определяется относительно скорости изменения интенсивности сигнала. Высокое быстродействие не позволяет получить большой глубины регулирования по соображениям устойчивости (см. далее), поэтому для достижения общей большой глубины регулирования приходится применять несколько последовательных петель БАРУ (рис. 8.4), причем чаще всего одна петля охватывает всего один усилительный каскад.

В последнее время для управления РЛС и обработки радиолокационной

Amp; Зак.

Рис. 8.4

Информации широко применяют ЦВМ. Их можно использовать и для Создания цифровой АР У (ЦАРУ). Она имеет ряд преимуществ перед обычными аналоговыми системами — Независимость длительности процесса Установления требуемого усиления от Уровня входного сигнала; независимость регулировочных характеристик От разбросов и конкретных свойств цепи АРУ и регулируемого усилителя (при полностью цифровом выполнении); возможность установления требуемого усиления после приема первого импульса от сопровождаемой це-ти; астатизм и сохранение установленного усиления при перерывах в приеме сигнала.

Построение обратной системы ЦАРУ иллюстрируется функциональной схемой рис. 8.5. Выходное напряжение видеоусилителя преобразуется в двоичный код в преобразователе Напряжение — код (ПНК). Код выгодного напряжения JV_Bblx сравнивается с эталонным кодом ^, в схеме Сравнения кодов (ССК), в результате Чего образуется код рассогласования Заметим, что ССК — не что иное, Нак цифровое пороговое устройство, а ^талонный код — цифровой аналог Напряжения задержки. В результате Поразрядного усреднения в схеме усреднения и запоминания (СУЗ) (цифровой аналог фильтра обычной АРУ)

вырабатывается код регулирования. Код регулирования управляет регулируемыми элементами с дискретной двоичной регулировкой. Число таких элементов равно числу разрядов кода регулирования и в зависимости от наличия в данном разряде N_p нуля или единицы сответствующий элемент регулирования имеет минимальный или максимальный коэффициент передачи. В схеме рис. 8.5 полагается, что этими регулируемыми элементами являются каскады УПЧ с дискретной регулировкой (УПЧДР). Перепад коэффициента передачи элемента, соответствующего данному разряду, сопряжен со старшинством разряда. Приведем пример.

Пусть число регулируемых элементов п = 6 и соответственно код регулирования — шестиразрядный. Максимальное значение шестиразрядного двоичного кода N_{p max} == 2⁵ 4- + 2⁴ 4- 2³ + 2² 4- 2 + 1 = 63 (JV_P «= fl„_, 2"--¹ + а_п_, 2"-² 4...... 4- а„__; 2»- '4-... + а£¹ 4 а₀2°, где aj = 0 или 1). Пусть общий динамический диапазон регулировки усиления G_p 126 дБ. Тогда цена младшего разряда т — G_PIN_P max" = 126/63 = 2 дБ. Для i-ro регулируемого элемента перепад усиления G _pi = m2"-' дБ. Таким образом, регулируемые элементы должны давать следующие перепады усиления (см. табл. 8.1).

Таблица 8.1

						в	Итого
Gpi, дБ

Цена младшего разряда определяет достижимую точность регулирования при идеальной работе всех прочих элементов схемы. В принципе можно иметь сколь угодно высокую точность работы ЦАРУ, так как цифровая схема запоминания Л/_р является идеальным интегратором и обеспечивает системе свойство астатизма.

Рассмотрим коротко особенности амплитудных характеристик регулируемого усилителя при действии АРУ (рис. 8.6). Если система АРУ отсутствует (кривая /), то, начиная с некоторого значения t7_Bblx-u, появляется перегрузка усилителя и его способность передавать приращения напряжения U _вх теряется. При этом амплитудная модуляция входного напряжения искажается или устраняется совсем.

При наличии незадержанной системы АРУ (кривая 2) коэффициент усиления начинает уменьшаться с появлением напряжения U_BX, однако искривление амплитудной характеристики еще не свидетельствует об искажении АМ-сигнала, если система АРУ инерционна. Изображенные на рис. 8.6 амплитудные характеристики являются статическими и сняты при медленном изменении напряжения U вх, т. е. при замкнутой системе АРУ. Инерционная система АРУ не замыкается для составляющих полезной модуляции и поэтому, защищая усилитель от перегрузки, способствует неискаженному воспроизведению этой полезной модуляции сигнала на выходе. При наличии задержанной (или усиленно-задержанной) системы АРУ (кривая 3) коэффициент усиления слабых' сигналов (U_BX < U_{4X та}) не снижается и амплитудные характеристики усилителя без АРУ и с АРУ совпадают при условии U _ах <: U „у _mln. Начиная с некоторого значения

U_UXII ару, сама цепь АРУ начин перегружаться и ее стабилизирующе действие ослабляется.

§ 8.2. Элементы систем АРУ

В общем случае в систему АРУ вх(дят регулируемые элементы, ампл* тудный детектор с принудительны смещением (задержкой) или без неп фильтры и дополнительные усилител на переменном или постоянном ток (до детектора АРУ или после него Специфическими здесь являются pi гулируемые элементы, поэтому д; лее они рассматриваются более по, робно. Обычно применяются чист электрические методы регулировани! Основными из них можно считан следующие:

1) изменение усилительных пар. метров активных приборов путем npi ложения регулирующего напряжен «_р к их электродам. При этом изм няется режим работы активного пр бора, поэтому подобные способы и менения усиления иногда называй режимными;

2) использование аттенюаторо включаемых в тракт прохождеш сигнала и управляемых регулиру! щим напряжением «_р;

3) применение управляемых цеп отрицательной обратной связи. П] этом регулирующее напряжение воздействует на элементы, определи! щие коэффициент передачи цепи с ратной связи Р U_oeIU_BUX, что пр водит к изменению усиления усил теля, охваченного отрицательной с ратной связью Кое К1(\ -~ РА_);

4) изменение нагрузочных сопр тивлений усилительных каскадов г тем применения управляемых conf тивлений — варисторов, диодов, (полярных и полевых транзисторов.

Используются и комбинированн схемы регулировки, объединяющие i сколько перечисленных методов pel лирования.

Приведем несколько конкретн примеров различных регулировок у

нения. Режимные регулировки наилучшим образом реализуются применительно к полевым транзисторам и электронным лампам. У этих приборов крутизна 5 зависит от напряжения между затвором и истоком (сеткой и катодом), причем в области напряжений, где токи затвора или управляющей сетки отсутствуют. Это позволяет подачей м_р в цепь затвора или управляющей сетки регулировать усиление каскада практически без затраты мощности от источника напряжения u_v.

Принципиальные схемы ввода напряжения и_р применительно к полевым транзисторам приведены на рис. 8.7. В схеме рис. 8.7, а регулирующее напряжение вводится в цепь затвора через CR -фильтр, обладающий малой постоянной времени и служащий только для фильтрации составля-ляющих несущей частоты сигнала. Напряжение и_р имеет отрицательный знак, так как используется транзистор с n-каналом, а увеличение «_р должно приводить к снижению крутизны.

В схеме рис. 8.7, б напряжение и_р вводится в цепь второго затвора двух-затворного транзистора с р-каналом. В обоих случаях при и_р 0 положение рабочей точки определяется автоматическим смещением за счет сопротивления R_u (\Е₀\ = /(■/?„)• Это сопротивление, создавая обратную связь на постоянном токе, препятствует изменению крутизны S при воздействии

Up и поэтому иногда исключается из схемы регулируемого каскада. В этом случае начальное напряжение смещения подается по цепи напряжения u_v (и_р = £„ при неработающей системе АРУ).

Для усилителей на полевых транзисторах можно считать, что зависимость коэффициента усиления от напряжения Up Ко ("р) целиком определяется зависимостью 5 (и_р), так как Ko^SRgK' ^а Я_зк = const.

В схемах усилителей на биполярных транзисторах регулирующее напряжение обычно вводится в цепь базы (рис. 8.8, а) с такой полярностью, чтобы его увеличение уменьшало коллекторный ток /_к транзистора. Низкочастотная крутизна S₀ биполярного транзистора, его входная g и выходная gi проводимости, а также постоянная времени т зависят от тока /„ так, как показано на рис. 8.9. Таким образом, при увеличении напряжения «_р будет уменьшаться ток /_к, а также крутизна 5₀, что и требуется для осуществления АРУ. Однако одновременно уменьшаются входная и выходная проводимости, что приводит к росту усиления предшествующего и данного каскадов.

Из рассмотрения этих эффектов следует, что режимная регулировка биполярных транзисторов затруднена за счет воздействия противоположно изменяющихся параметров. Необходимо, чтобы определяющим было изменение крутизны S„. Этому условию

обычно удовлетворяют транзисторы с большим значением f> = h_2l, (коэффициент передачи тока в схеме ОЭ) и малым сопротивлением базы г_г,- Регулировочная способность зависит от рабочей частоты. На данной рабочей частоте модуль крутизны \S\

S „;V\ 4 со'²т², причем т изменяется так же, как и S_n (см. рис. 8.9). Если сА² <С 1, то |5| да S₀, но при в»Н* > > 1 |S| да S_c/cot и режимная регулировка вообще невозможна, так как \S\ перестает зависеть от /_к.

В основе регулируемого усилителя, изображенного на рис. 8.8, б, лежит часто используемая в приемной технике дифференциальная микросхема в особом включении. Транзисторы Т_;1 и Т.₂ образуют каскодное соединение. Регулирующее напряжение подается на базу транзистора Т{, При повышении напряжения и,, транзистор 7', все больше отпирается, его ток увеличивается. Одновременно падает коллекторный ток транзистора Т₂, так как сумма этих токов равна току транзистора Т_я и практически постоянна. Таким образом, регулировка усиления происходит за счет косвенного влияния напряжения и_в на ток и крутизну транзистора Т₂

благодаря перераспределению ток транзистора Г., между транзисторам Г„ Т₂.

Из сказанного следует, что на ос новании зависимостей (обычно экс периментальных), изображенных н рис. 8.9, можно построить зависимост К„ (/„•) 5 (/„) R_3lt (/_к), а затем ш ресчитать изменения коллекторног тока /_к в изменения регулирующег напряжения и_р и получить завио мость К_п («р)- Диапазон изменени коэффициента усиления одного каскг да при режимной регулировке не мс жет превышать некоторого предел, определяемого просачиванием сигш ла через почти закрытый транзисто

(паразитные емкости) и допустимым максимальным током через него. Обычно не удается получить изменения усиления на один каскад более чем в 60—80 раз, а с учетом допустимых нелинейных искажений огибающей — в 15—20 раз.

На рис. 8.10 приведены примеры управляемых аттенюаторов, используемых в качестве регулируемых элементов систем АРУ. На рис. 8.10, а изображена схема двухзвенного диодного аттенюатора. Диоды Д_а и Д₂ при отсутствии напряжения «_р максимально отперты отрицательным напряжением, снимаемым с делителя R_XR₂- При этом коэффициент передачи максимален, так как внутреннее сопротивление диодов минимально. По мере увеличения напряжения «_р диоды подзапираются, их сопротивления увеличиваются и коэффициент передачи падает. Отношение /С_|11аД|„ |„ может достигать 10³ на не очень высокой рабочей частоте. Следует учитывать, что при сильных сигналах диоды работают в области большой кривизны их характеристик и нелинейные искажения могут достигать недопустимых значений. С учетом этого не

рекомендуется изменять коэффициент передачи одной ячейки аттенюатора более чем в 60—70 раз. На рис. 8.10, б роль регулируемого сопротивления играет полевой транзистор Г,, (R — гасящее сопротивление). Регулируемый полевой транзистор устанавливается в режим малого напряжения на стоке и работает на участке выходной характеристики, расположенной до точки перегиба. В этом режиме полевой транзистор обладает внутренним сопротивлением, зависящим от напряжения на затворе.

При слабом сигнале «_р = 0 и транзистор заперт. Коэффициент передачи при этом максимален. По мере увеличения сигнала повышается напряжение и₀ (в данном случае u_v <Z < 0, так как транзистор имеет р-ка- нал) и транзистор отпирается, снижая свое внутреннее сопротивление. Перепад сопротивлений, даваемый полевым транзистором с изолированным затвором, может быть очень большим (R, да 700 кОм — 500 Ом). Отношение К max/Km in Д^ля ОДНОГО Звена МО-

жет достигать 10³—(3 • 10³) при сравнительно небольших нелинейных искажениях, так как транзистор именно при больших сигналах работает в области наивысшей линейности характеристик. Это характерно для схем, в которых регулируемые элементы стоят в параллельных ветвях аттенюатора.

Переходные процессы, устойчивость, искажения комплексной огибающей сигнала при действии АРУ во многом зависят от свойств и вида фильтра, входящего в систему АРУ. В основном используется однозвенный /?С-фильтр низких частот (рис. 8.11,а). Он дает апериодический процесс установления усиления и обеспечивает устойчивость системы, если является единственным инерционным звеном. Реже применяется двух-звенный А'С-фильтр низких частот (рис. 8.11, б), который дает апериодический процесс установления только при определенном соотношении постоянных времени звеньев и не обеспечивает абсолютной устойчивости

системы АРУ. Однако он может обеспечить большую скорость переходного процесса. Используются также однозвенные корректированные RC- фильтры низких частот (рис. 8.11,в). Подобный фильтр по сравнения с фильтром рис. 8.11, а дает меньший фазовый сдвиг между напряжениями «₂ и «1 при большем коэффициенте передачи в области высших частот [при Q оо Кф RARi + В специальных случаях может применяться фильтр в виде двойного Т-образного моста (рис. 8.11, г), имеющий Кф да 0 на частоте баланса. Частоту баланса берут равной частоте полезной модуляции сигнала. Иногда роль фильтра, определяющего инерцино-ность системы АРУ, играет нагрузочная цепь детектора АРУ, т. е. используется инерционный детектор.

В системах с непрерывным сигналом регулирующее напряжение образуется обычно в результате детектирования колебаний высокой или промежуточной частоты, так как оно должно быть пропорционально амплитуде несущей. В частности, в качестве детектора АРУ может использоваться детектор канала сигнала с добавлением цепей, позволяющих осуществить задержку. В системах с импульсным сигналом, когда амплитуда выходных видеоимпульсов пропорциональна амплитуде радиоимпульсов на входе приемника (нет видеоограничителей), могут использоваться видеоимпульсные детекторы АРУ, инерционные по отношению к огибающей видеонмпульсной последовательности или безынерционные.

В импульсных системах находят также применение ключевые детекторы и детекторы со сбросом (с принудительным разрядом емкости нагрузки перед приходом каждого импульса). Эти детекторы по существу являются расширителями импульсов (от т_и до Т _П| где Т„ — период повторения импульсов) и их не следует рассматривать как инерционные звенья. Подобные детекторы позволяют повысить устойчивость системы АРУ и до-

биться большой глубины регулирования. Могут применяться и транзисторные детекторы с учетом присущих им недостатков, позволяющие повысить эффективность системы АРУ без специальных усилителей.

В системах АРУ обычно используются усилители постоянного напряжения (УПН). Они имеют верхнюю граничную частоту F_B F_K, где F_M — частота модуляции, и поэтому могут обладать высоким коэффициентом усиления. Питание УПН должно осуществляться таким образом, чтобы получалось регулирующее напряжение требуемой полярности. Выходное сопротивление УПН желательнс иметь возможно малым (для исключения дополнительного инерционного звена), поэтому иногда в качестве вы ходного каскада УПН используют эмиттерный повторитель или каска; с глубокой отрицательной обратно! связью по напряжению.

§ 8.3. Работа АРУ

в статическом режиме

Исходными данными являются заданный динамический диапазон входного сигнала (а) и допустимый динамический диапазон выходного сигнала (В) [171:

(X ⁼ Uъ\ шах/ с /вх min» Р ~

—U вых шах/С^вых гЫп> (8-2)

Отсюда легко определить требуемый динамический диапазон регулировки усиления:

G р = Aomax/A"omin =

— с/ вых min с/_Вх max/^V_Bx min с/_вых max ~

= а/р. (8.3)

Максимальному усилению соответствуют минимальные по амплитуде входной и выходной сигналы и наоборот.

Выбрав вид и число п регулируемых элементов, для каждого из них можно рассчитать или измерить регулировочную характеристику, т. е. функцию Km («p), а затем получить общую регулировочную характеристику регулируемого тракта прохождения сигнала:

(8.4)

Примерный вид регулировочной характеристики изображен на рис. 8.12. Поскольку G_p 10³-f-10⁶, график регулировочной характеристики строят обычно в полулогарифмической системе координат. При выбо-

ре числа регулируемых элементов необходимо принимать во внимание допустимые нелинейные искажения, увеличивающиеся при переходе рабочих точек в области сильной нелинейности. При увеличении числа п регулируемых элементов крутизна регулировочной характеристики возрастает и перемещение рабочей точки в каждом регулируемом элементе уменьшается, т. е. уменьшаются в нелинейные искажения. Однако при увеличении числа п все регулируемые элементы оказываются дополнительно связанными через общий источник напряжения Up, что иногда затрудняет обеспечение устойчивости регулируемых ВЧ-усилителей.

В обратных системах АРУ при подаче напряжения и_р на каскады УПЧ число регулируемых каскадов обычно колеблется в пределах 2—5. Сами регулируемые каскады должны располагаться возможно ближе к входу приемника как с точки зрения лучшей защиты от перегрузок, так и по соображениям уменьшения нелинейных искажений (коэффициент нелинейных искажений в УВЧ и УПЧ пропорционален UI, где U ₀ — амплитуда сигнала на входе каскада).

В регулируемом тракте желательно объединять регулируемые элементы с близкими крутизнами регулировочных характеристик для того, чтобы регулирующее действие распределялось между ними примерно поровну. Считая /Сотах =К_она„ можно

найти

Aomin = Aomax/Gp =/Сонач/^р» (^-^э)

а по значению Кошв определить "ртах на регулировочной характеристике рис. 8.12.

Это значение u„_max должна обеспечить система АРУ при подаче на ее вход максимального сигнала в точке съема напряжения для запуска системы АРУ. Будем считать, что на вход системы АРУ подается выходное напряжение БВЧ (см., например, рис. 8.1, 8.2). Тогда цепь АРУ будет обладать амплитудной характеристи-

кой U_p ((/_вы<){ Примерный вид таких характеристик изображен на рис. 8.13 (кривая / для незадержанной, кривая 2 — для задержанной системы АРУ). В задержанной системе АРУ регулирующее напряжение появляется только при £/_вых > £.,. При очень большом напряжении У_Вых цепь АРУ может перегружаться, что приводит к загибу характеристики.

Тангенс угла наклона амплитудной характеристики определяет коэффициент усиления цепи АРУ — К ару. Считая эту характеристику прямой, можно записать

(«.6)

Снижать усиление при С_ных < < ^BMimin нерационально, поэтому имеет смысл брать £., - ^_1!Ыуш!п. т. е. включать систему АРУ после того, как выходное напряжение достигнет номинального значения и может быть использовано при допустимых искажениях. Тогда с учетом равенства (7_{ВЬ|Н mln} = из (8.6) получим

£.! ~ Up _тах//Сдру ({$— 1). (8.7)

Из уравнений (8.6) и (8.7) следует, что невозможно получить «идеальную» обратную систему АРУ, для которой Р 1. Это потребовало бы бесконечно большого усиления или в цепи АРУ, или в тракте прохождения сигнала, поскольку при £ ₃—<-оо ^bi.iv пни ⁰⁰ при конечном значении

^вх-

Так как К ару КдК_у, где Яд — коэффициент передачи детектора АРУ, а Ку — коэффициент усиления усилителя АРУ, из (8.6) и (8.7) видна роль усилителя АРУ в Улучшении стабилизации выходного

напряжения. Чем больше К ар тем ближе р" к единице ф

§ 8.4. Динамика систем АРУ

При изменениях амплитуды вхо ного сигнала амплитуда выходно напряжения также изменяется. Си тема АРУ, находясь под воздействи! выходного напряжения (обратная с стема АРУ) или входного напряж ния (прямая система АРУ), изменя коэффициент усиления тракта с нек торым запаздыванием, обусловле ным наличием инерционных звенье Это приводит к искажениям огиба щей входного сигнала, вызываемь цепью АРУ. Однако результиру! щие искажения сигнала при налич АРУ оказываются значительно мен шими, чем при ее отсутствии, так к в последнем случае амплитудная v дуляция сигнала может быть знач тельно искажена за счет перегруз приемного тракта.

При анализе переходных прош сов в приемнике, имеющем цепь АР обычно полагают, что инерционн звенья содержатся только в це АРУ, а сам тракт прохождения о нала безынерционен и управляет регулирующим напряжением АР Поскольку регулирующее напряя ние изменяет параметр тракта щ хождения сигнала ■- коэффицие усиления, что, в свою очередь, выз вает изменение входного напряжен цепи АРУ (в обратных системах АРЗ обратная связь, создаваемая цеп АРУ, является параметрической, с

Рис. 8.14

кон изменения коэффициента усиления зависит от вида входного напряжения, поэтому каждому виду входного напряжения соответствует свой вид дифференциального уравнения, связывающего выходное напряжение с входным. Это не позволяет анализировать процессы в системе АРУ в общем виде без предварительного определения формы входного напряжения.

Возможны методы исследования, основанные на моделировании системы АРУ. Пусть регулируемая часть тракта характеризуется начальным усилением А \_и,ач и регулировочной характеристикой Ко ("_р) (см. рис. 8.12) и, кроме того, содержит нерегулируемую часть с коэффициентом усиления К_онр. Тогда в любой момент времени амплитуда выходного напряжения

Уравнение (8.8) описывает тракт прохождения сигнала (БВЧ). Сигнал ошибки вырабатывается в детекторе АРУ и при наличии задержки

(8.9)

Фильтр системы АРУ является инерционным звеном и описывается

линейным дифференциальным уравнением

Алгоритм решения этого дифференциального уравнения на модели, использующей интегрирующие звенья, вытекает из того, что

и, следовательно, величина и_р может быть найдена из (8.11) последовательным m-кратным интегрированием, приводящим к последовательному снижению порядка производной.

Модель фильтра может быть представлена в виде рис. 8.14, а полная аналоговая модель системы АРУ на основании выражений (8.8), (8.9), (8.10) приведена на рис. 8.15. Она составлена по методу информационного параметра, которым в данном случае является амплитуда напряжения сигнала. Здесь ФП — функциональный преобразователь, описывающий регулировочную характеристику регулируемой части БВЧ.

Любой элемент модели на рис. 8.15 может быть смоделирован в цифровом виде, что позволяет перейти к цифровой модели АРУ. Для практических применений наибольший интерес представляет анализ процессов в системе АРУ при скачкообразном изменении амплитуды входного напряжения и при гармонической модуляции. Его можно выполнить достаточно просто при определенных упрощениях, а именно, при линеаризации регулировочной характеристики и использовании простейшего интегрирующего /?С-фильтра. Полагаем, что

(8.12)

где S_p = tgf — крутизна регулировочной характеристики (см. рис. 8.12), а фильтр описывается дифференциальным уравнением

(8.13)

Связь выходного и входного напряжений имеет вид

Подставив эти соотношения в (8.15) получим дифференциальное уравнение, связывающее с/_вЫХ ^и U_BX:

Как видно, коэффициент при (У_вЫХ зависит от вида U_BX, т. е. это линейное дифференциальное уравнение первого порядка с переменными коэффициентами. Решение его возможно только при конкретных видах входных воздействий.

Рассмотрим реакцию системы на скачок амплитуды входного напряжения такой величины, что (У_вЫХ> 2> Е з и система АРУ замыкается. После скачка в момент времени t —О U_nx =з const и dU„_x/dt =ч 0. Поэтому

вместо (8.16) получаем уравнение с постоянными коэффициентами

Решение этого уравнения имеет

вид

— частное решение, соответствующее стационарному состоянию / сШ_ВЬ1Х \

(_d/ =0); С — постоянная интегрирования, определяемая из начального условия: Ц_вых (0) =

Л'онач^^/Снр при t — 0:

С учетом выражений (8.19) и (8.20) общее решение принимает вид

(8.21)

Здесь U _вЪ1х,нач ⁼⁼ Яонач Копр^пх

начальное значение амплитуды выходного напряжения (при / = 0);

!*= Яом„ Ядру S_p 6'_вх (8.22)

— эквивалентный коэффициент усиления системы АРУ;

тару = RCt (1 + и.) (8.23)

эквивалентная постоянная времени, определяющая скорость протекания экспоненциального процесса установления амплитуды выходного напряжения.

Как видно, величина ц зависит не только от параметров цепи обратной связи (Кару), но и от скачка входного напряжения (£/„,), свойств регулируемой части тракта прохождения сигнала (S_p) и коэффициента усиления его нерегулируемой части, входящей в петлю обратной связи (Конр)- Чем больше ц, тем быстрее протекает процесс установления выходного напряжения и меньше эквивалентная постоянная времени системы АРУ (т_Ару).

Заметим, что реальные регулировочные характеристики нелинейны (см. рис. 8.12), но могут быть аппроксимированы отрезками прямых, причем для каждого отрезка применимы полученные выше результаты и выражение для ц (8.22).

При изменении U_uX изменяется значение ы_р, а соответственно и крутизна регулировочной характеристи-

ки. В принципе возможно такое сочетание параметров, при котором произведение 5_р/7_нХ const в определенном диапазоне значений (7_вХ. При этом величина р и скорость протекания переходного процесса установления г7_вЫХ не зависят от £/_вХ.

Практически зависимость р (t/_HX) функционально весьма сложная и может быть монотонно нарастающей, а затем падающей или стабилизирующейся. Отсюда становятся ясными роль регулировочной характеристики в динамике переходных процессов в системе АРУ и возможность влияния на нее путем подбора регулировочных характеристик специального вида.

Установившееся значение 0',_Ul можно найти из (8.21) при г-*- со:

(8.24)

Характерные зависимости £У„_{Ы x}{t) приведены на рис. 8.16.

Из формулы (8.21) и графиков рис. 8.16 видно, что значение i/.ых-уст увеличивается с ростом напряжения задержки, т. е. снижается эффективность АРУ как средства за^ щиты от перегрузок. Это объясняется' тем, что с ростом Е_а уменьшается выходное напряжение детектора АРУ К _я(и_иЫХ - Е_н), а соответственно и регулирующее напряжение

Уравнение (8.24) с учетом значения р (8.22) определяет амплитудную характеристику тракта прохождения сигнала в стационарном режиме при У_лх > £/„, „„„ (рис. 8.17).

Если £/„„-»-оо, то выходное напряжение стремится к пределу

~к_А9\ ■

Величина и_ртач■ К определяет точность работы системы. АРУ. Чем меньше ее значение, тем выше стабильность напряжения i7„_{bl х}.

При iV_BX < (./„„„,,„ система АРУ разомкнута и (/_BUJ. _уст

1 7и?

- ^_нХЛ:_о„р/<"онач: ^{а И}Р^{И и}^ ⁼ ^Bxmin ^вых -уст ~ я¹

Напряжение задержки и Кару необходимо выбирать так, чтобы обеспечивать отсутствие перегрузки оконечных каскадов регулируемого тракта и в то же время введение Е _я должно обеспечить полное использование усилительной способности приемного тракта при слабых сигналах.

Представляет интерес рассмотрение реакции приемника с системой АРУ на амплитудно-модулированное колебание

У,х=^«о(1 + msm(Qt I q>)). (8.25)

Дифференциальное уравнение (8.16) при подобном входном воздействии имеет периодически изменяю-

щиеся коэффициенты и точное решение его весьма громоздко. При малых глубинах модуляции т точное решение практически совпадает с тем, которое дает простой метод анализа, излагаемый далее.

Полагая, что (7_ВЫХ (t) всегда превышает напряжение задержки, получим связь между (7_Hblv и t7„_x вида

(8.26)

причем К₀ (и_р) есть функция «_вых, поскольку от напряжения cV_Bblx зависит и_р.

Взяв производную ..., получим

о ^вых

Приращение амплитуды выходнс го напряжения носит приближенн синусоидальный характер при синусоидальном приращении амплитуда напряжения t/_B„ [см. (8.25)1 и неболь шой глубине модуляции. Тогда велн

чину — можно трактовать ка

⁰ u в ы х

передаточную функцию цепи АР? для синусоидального напряжения т. е.

(8.2S

где Ф(/Й) — комплексный коэфф! циент передачи фильтра АРУ.

На основании (8.27) с учетом вь ражен и я (8.28) и (8.29) дифферент ал выходного напряжения

(8.3<

Деля левую и правую части выр; жения (8.30) на (У_вЫХ и учитыва! что глубина модуляции на входе и ы ходе равна соответственно

~тё% (8.31

получаем уравнение, связывак щее т, и т₂:

Уравнение (8.32) можно тракт вать как описание процесса переда' комплексной величины т_} через ч тырехполюсник с передаточной фун цией 1 /[И-цФ (/'Q)l и превращение в величину т._г. Если фильтр АРУ однозвенный ЯС-фильтр, то Ф (jQ)

1/(1 + jQRC) и

(8.3

Комплексное уравнение (8.33) м жет быть разбито на два уравнени представляющих амплитудно-частс

ную и фазочастотную характеристики тракта прохождения сигнала для огибающей входного напряжения:

Зависимости A (HRC) и tg ср (HRC) приведены на рис. 8.18. Видно, что глубина модуляции выходного напряжения всегда меньше, чем входного, т. е. система АРУ в принципе демо-дулирует сигнал. Эффект демодуляции проявляется тем сильнее, чем больше эквивалентное усиление АРУ (р) и меньше произведение QRC, т. е. чем ниже частота модуляции и меньше постоянная времени ЯС-филь-тра. Физически явление демодуляции объясняется тем, что в состав регулирующего напряжения проникает составляющая с частотой модуляции,

что снижает усиление тракта при роете напряжения U_BX и, наоборот, увеличивает его при спаде U_BX.

Ясно, что система АРУ должна быть рассчитана так, чтобы снижение глубины полезной модуляции не превышало допустимого значения. Вместе с тем диапазон частот паразитных изменений амплитуды должен располагаться в области сильного подавления амплитудной модуляции.

Укажем порядок величин постоянной времени фильтра АРУ: для радиовещательных и связных приемников АМ-сигналов RC - 0,24-0,02 с, для связных приемников телеграфных сигналов RC — 1-=-0,1 с, для приемников РЛС с угловым сопровождением цели RC = 0,5-^2 с.

Изучение динамических режимов работы АРУ предполагает исследование устойчивости. Речь идет об обратных системах АРУ, являющихся системами с обратной связью. В таких системах АРУ возможно возникновение автоколебаний. Неустойчивость системы АРУ проявляется в виде наложения на входной сигнал паразитной амплитудной модуляции или импульсной модуляции при наличии релаксационных автоколебаний в системе АРУ.

Характерно то, что неустойчивость АРУ проявляется только при наличии входного сигнала, так как только в этом случае система АРУ замыкается.

При каждом данном значении U_BX случайное изменение коэффициента усиления приводит к изменению (/_вЫХ, что, в свою очередь, вызывает изменение и_р. Если это изменение напряжения и_р вызывает изменение коэффициента усиления Д"₀ в ту же сторону, что и первоначальное изменение, то система оказывается неустойчивой. Если же изменение напряжения и_р стремится уменьшить первоначальное изменение коэффициента усиления /С₀, то система устойчива.

В качестве примера расчета устойчивости системы АРУ рассмотрим использование критерия устойчивости Найквиста применительно к простей-

шей «обратной системе АРУ, изображенной на рис. 8.19.

Согласно этому критерию следует рассмотреть комплексную величину петлевого усиления KjJ в разомкнутой системе. Если при любом значении частоты выполняется хотя бы одно из условий |/СР1< 1, фкр ф

Ф п2п, то система в замкнутом состоянии будет устойчивой. Здесь К — — комплексный коэффициент усиления прямого тракта прохождения сигнала; В — комплексный коэффициент передачи цепи обратной связи (цепи АРУ).

Особенность этого критерия в данном случае состоит в том. что приходится учитывать процессы модуляции и демодуляции сигнала. Как и ранее, полагаем, что БВЧ, Дару, У безынерционны и инерционность системы определяется только фильтром Ф АРУ. Любое изменение выходного напряжения можно считать происходящим за счет воздействия на вход «_р некоторого возмущающего напряжения. Из спектра этого возмущающего напряжения выделим одну спектральную составляющую с частотой Q и амплитудой с7а_вХ и проследим ее преобразование в петле АРУ.

Регулировочную характеристику БВЧ полагаем линейной. При воздействии (7_0вХ возникает амплитудная модуляция входного напряжения. При этом амплитуда изменения амплитуды выходного напряжения

Здесь т — глубина амплитудной модуляции.

Рис. 8.20

Очевидно, напряжение на вход фильтра АРУ

О' ф = —mU_BUX К_аК_у = = —mU_Bblx Кару-

Этому напряжению приписан зна минус, так как нормально систем АРУ должна создавать отрицатель ную обратную связь.

Напряжение на выходе фильтр

с/_й8Ых = -гпи_вых К ару Ф (Р-), (8.3(

где Ф (JQ) — комплексный коэффн циент передачи фильтра.

Таким образом, с учетом выраж< ний (8.35), (8.23) петлевое усиление

Если фильтр АРУ — однозве] ный /?С-фильтр нижних частот, т

Графическое изображение петл вого усиления (8.38) в координатах jb дает окружность диаметра расположенную в левой полуплоск сти (рис. 8.20). Это значит, что при какой частоте Q фазовое услов неустойчивости не может быть выпс нено. Система с однозвенным R

i

фильтром обладает большим запасом устойчивости по фазе.

При двухзвенном фильтре типа изображенного на рис. 8 .11, б годограф петлевого усиления заходит в правую полуплоскость, но система АРУ остается устойчивой. Практически другие элементы системы АРУ — БВЧ, Дару. У и др. — нельзя считать полностью безынерционными. Они также вносят определенные фазовые сдвиги в огибающую сигнала, что может привести к неустойчивости системы, причем при двухзвенном фильтре с большей вероятностью, чем при од-нозвенном.

§ 8.5. АРУ ■ импульсных радиосистемах

Принципы автоматического регулирования усиления и основные функциональные схемы АРУ остаются такими же, как и при непрерывных сигналах.

Если период повторения импульсов Т_п много меньше времени протекания переходных процессов после начала подачи импульсной последовательности, а также много меньше периода амплитудной модуляции импульсной последовательности, то все результаты, полученные для непрерывных систем АРУ, остаются в силе. Импульсный характер сигнала определяет только несущественные детали изменений коэффициента усиления. Однако при недостаточно высокой инерционности цепи АРУ возможно появление специфических особенностей как с точки зрения протекания переходного процесса, так и с точки зрения устойчивости системы. Эти особенности рассмотрим несколько позже.

В зависимости от назначения радиосистемы и характера изменения амплитуды принимаемых сигналов используются инерционные или быстродействующие системы АРУ. В качестве примера можно привести импульсную РЛС с автоматическим сопровождением цели по угловым координатам. При коническом сканиро-

вании антенны амплитуда отраженных импульсов оказывается промоду-лированной почти по синусоидальному закону, причем фаза огибающей зависит от смещения цели относительно оси равносигнальной зоны. Очевидно, в подобной системе можно использовать только инерционную систему АРУ, не производящую демодуляцию сигнала, удовлетворяющую условию малого и стабильного фазового сдвига огибающей в приемном тракте.

Быстродействие системы должно быть достаточным для отработки медленных изменений амплитуды сигнала, происходящих по причинам, указанным в § 8.1. Таким образом, обычно должны выполняться условия

Т'ск.сопр С ^тару < т_м,.„_л, (8.39)

где Т_ск._сопр — период сканирования при сопровождении цели, т. е. время одного оборота луча при коническом сканировании или одного хода луча при линейном сканировании.

В инерционной АРУ при попадании на ее вход мощных мешающих импульсов или отражений от местных предметов напряжение регулирования и_р соответствует максимальному или наиболее длительному сигналу. Если подобные мешающие сигналы реально существуют, то усиление приемника может оказаться недостаточным для относительно слабого сигнала от сопровождаемой цели. Поэтому обычно в цепь АРУ вводят временную селективность, отпирая цепь АРУ только на время прихода импульсов от избранной (сопровождаемой) цели. Временная селективность осуществляется включением в цепь АРУ селекторного каскада, отпираемого импульсом, поступающим от системы измерения дальности, в момент прихода импульса от избранной цели. Этот отпирающий импульс называют стробимпульсом или стробом дальности.

Как отмечалось, в импульсных системах формирование регулирующего напряжения можно выполнять путем детектирования радиоимпульсов или видеоимпульсов. В последнем случае в

петлю АРУ входят и каскады.видеоусилителя, т. е. увеличивается эквивалентное усиление и. Кроме того, стробирование обычно легче осуществляется на видеочастотах (с меньшими паразитными эффектами и меньшим «пролезанием» стробов в канал сигнала). Поэтому систему с детектированием видеоимпульсов можно считать основной.

Типичная функциональная схема АРУ импульсного приемника РЛС с автоматическим сопровождением цели приведена на рис. 8.21. Здесь Д — импульсный детектор; ВУ — видеоусилитель; СК — селекторный каскад. Роль фильтра Ф в данном случае выполняет нагрузочная цепь пикового детектора Д_Ару.

В обзорных РЛС инерционная система АРУ оказывается малополезной и используются системы БАРУ, причем с учетом ограничений, нала гаемых условиями устойчивости, и времени запаздывания сигнала в элементах приемного тракта (системы БАРУ выполняются в соответствии с функциональной схемой рис. 8.4).

Если т_Ару в несколько раз больше длительности импульса т_и, то система БАРУ не успевает изменить усиление каскада за время т„ и импульс сигнала проходит через этот каскад при максимальном усилении. Однако при воздействии длительных помехо-вых импульсов, незатухающих колебаний, отражений от местных предметов, земной поверхности, облаков и т. д. БАРУ снижает усиление регулируемого каскада и тем самым делает возможным прохождение слабого сигнала на фоне сильной длительной помех и.

На рис. 8.22 изображена амплитудная характеристика усилительного каскада и сигнал на фоне помехи. Видно, что при отсутствии БАРУ помеха перегружает каскад и сигнал через него не проходит. При наличии БАРУ амплитуда напряжения помехи уменьшается, а сигнал остается прежним. Поскольку усилительный каскад не перегружается помехой, он сохраняет способность передавать

Рис. 8.21

приращения входного напряжения В этом случае полезный сигнал про ходит через усилитель и может бьт обнаружен и использован.

Таким образом, система BAPJ является средством борьбы с поме хами определенного вида. Ее селек тирующее действие основано на раз личии длительностей сигнала и поме хи.

Если т_БАРУ < т_н, то усиление ус певает изменяться за время действи: импульса, но в силу неизбежной инер ционности системы на переднем фрон те импульса образуется выброс. Не добный выброс тем больше, чем выш регулирующее действие БАРУ, а ег длительность при этом уменьшается Такое искажение импульса обычн не является опасным, так как полос пропускания последующих каскаде приемника недостаточна для передач выброса и он срезается в этих каск; дах.

Рис. 8.23

На рис. 8.23 показаны примерные формы огибающей выходного импульса при различных значениях р, причем считается, что изменение р происходит за счет изменения амплитуды входного импульса. Форма огибающей входного импульса принята трапецеидальной.

Практически т_БАРУ у ается довести до значений, измеряемых долями микросекунды (0,25—0,5 мкс) и соответственно использовать систему БАРУ для регулировки амплитуды каждого импульса при т,* 5 -г —■ 10 мкс.

Отметим, что в импульсных системах АРУ при периодически следующих импульсах сигнала с частотой повторения F_n возможно самовозбуждение системы с частотой FJ2. Это самовозбуждение проявляется в паразитной амплитудной модуляции сигнальной последовательности импульсов с частотой модуляции FJ2. Оно может наступить при слишком малой инерционности системы АРУ или при слишком большом усилении в петле АРУ.

В заключение приведем несколько практических схем выработки регулирующего напряжения в системах АРУ.

На рис. 8.24 представлена схема АРУ импульсного приемника. На детектор АРУ подаются видеоимпульсы с выхода селекторного каскада. Диод Дару вначале заперт напряжением задержки, снимаемым с резистора R_v Здесь осуществляется задержка «по максимуму сигнала», т. е. по амплитуде импульса. Если амплитуда импульса превышает напряжение задержки £₃, то диод Дару отпирается и нагрузочный конденсатор С_н заряжается до напряжения, равного разности амплитуды импульса и напряжения задержки.

Выпрямленное напряжение через дополнительный ЯС-фильтр, который вместе с нагрузкой детектора R_UC_H определяет инерционность системы, подводится к усилителю постоянного напряжения на полевом транзиторе Т. Транзистор Т вначале заперт напряжением задержки Е'₃, снимаемым с резистора R₂, и отпира-рается только тогда, когда выпрямленное положительное напряжение превысит значение Е'₃. Здесь осуществляется задержка по «среднему значению».

Регулирующее отрицательное напряжение снимается с нагрузочного резистора усилителя и возрастает с увеличением амплитуды сигнала.

На рис. 8.25 приведена схема БАРУ, являющаяся транзисторным аналогом широко применявшейся ламповой схемы. Диод Д вместе с резисторами R₃, R_t является диодным детектором, запертым напряжением задержки, снимаемым с резистора R_v

Если амплитуда сигнала на нагрузочном контуре усилительного каскада на транзисторе Г, превышает напряжение задержки, то появляется выпрямленное напряжение отрицательной полярности, которое прикладывается к затвору транзистора Т₂. Исходный режим транзистора Т₂ и сопротивления резисторов R₂ подбирают так, чтобы напряжение в точ-

ке а было равно нулю (— £j компенсируется за счет падения напряжения на резисторах R_lt R₂ от тока транзистора Г₂).

При подзапирании транзистора Т₂ его ток уменьшается и в точке а появляется отрицательное напряжение, которое подводится к затвору регулируемого транзистора 7\, снижая его крутизну, а значит, и усиление каскада.

Транзистор Т._г включен по схеме истокового повторителя, и, следовательно, обладает малым внутренним сопротивлением R_Hblli да 1/5, что необходимо для повышения устойчивости и быстродействия системы БАРУ. В данной схеме оно задается RC- фильтром, включенным в цепь подачи напряжения и_р на затвор регулируемого каскада.

Цепь детектор истоковый повторитель охвачена положительной обратной связью по постоянному току. Эта обратная связь замыкается через дроссель Др. Увеличение тока детектора приводит к повышению отрицательного напряжения на его нагрузке (резисторах R₃, R_t). Это уменьшает ток транзистора Т₂ и увеличивает отрицательное напряжение в точке б. Такое увеличение напряжения вызывает новое увеличение тока де-

Рис. 8.25

тектора, так как точка б соединена катодом диода Д через дроссель Д/ Увеличение тока детектора приводи к новому снижению тока транзит ра Т₂ и т. д.

За счет положительной обратно связи в системе БАРУ имеется усил< ние постоянного напряжения с коэс) фициентом усиления К да 20 5 (26,2-^34 дБ). Это увеличивает r.ij бину регулирования системы БАР^

Ключ К служит для выключени цепи БАРУ, так как при его размык; нин разрывается цепь постоянног тока диода Д.

ГЛАВА 9

АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ (АПЧ)

§ 9.1. Принципы автоматической подстройки частоты. Разновидности систем АПЧ

Частота колебаний, генерируемых задающим генератором передатчика и гетеродином приемника, подвержена влиянию ряда дестабилизирующих факторов. Она изменяется при изменениях температуры, давления, влажности, напряжений питания. В однокаскадных передатчиках, когда генератор непосредственно связан с антенной; сильное влияние на частоту колебании оказывают усло-

вий согласования передатчика и an тенно-фидерного тракта. При враще нии антенны изменяется КСВ траь та, а следовательно, и реактивная Hi грузка на генератор и, как следствие изменяется частота генерируемых кс лебаний. Существенное влияние ок«зывает обтекатель антенны, от коте рого отражается часть энергии,.npi чем влияние обтекателя проявляете по-разному при различных полож' ниях антенны. За счет изменения у ловий согласования антенны с прос ранством так же изменяются КСВ

1/

антенно-фидерном тракте и частота генерируемых колебаний.

Нестабильность частот передатчика и гетеродина заставляет расширять полосу пропускания приемника для обеспечения устойчивого приема. Это вызывает усиление действия помех и снижение избирательности приемного устройства. В диапазонах дециметровых и сантиметровых волн при использовании магнетронных передатчиков и клистронных гетеродинов нормальная работа радиолинии без принятия специальных мер оказывается невозможной, так как общие уходы частоты передатчика и гетеродина во много раз превосходят полосу пропускания, согласованную с шириной спектра сигнала. Можно привести следующие характерные цифры. На частоте 10 ГГц температурный коэффициент частоты клистрона и магнетрона имеет значение 0,1 — 0,2 МГц/град; изменение напряжения на резонаторе отражательного клистрона на 1 % вызывает отклонение генерируемой частоты на 1,2— 2 МГц; изменение напряжения на отражателе н