(17 дБ), а предельный выигрьп йпред да 5,7. Для модуля с преоб разованием частоты (рис. 6.5,6) маь симальный выигрыш также оценивг ется по формуле (6.7).
Идентичность фазочастотных хг рактеристик модулей обычно достиг* ется известными приемами гибриднс интегральной технологии. Однако он может достигаться также рационал* ным построением функциональны схем модулей, в основе которых зале жены различные методы самокомпен
Рис. 6.6
сации нестабильных фазовых сдвигов. Например, в приемных модулях по схеме рис. 6.6 идентичность фазовых сдвигов осуществляется с помощью известного метода «двойного частотного переноса» (см. гл. 4, рис. 4.15). Как отмечалось, нестабильность частоты и фазы вспомогательного генератора в фильтрах, построенных на основе этого метода, компенсируется. Если источник сигнала и гетеродина поменять местами, т. е. напряжение полезного сигнала подать синфазно на оба смесителя, а напряжение гетеродина — только на один смеситель, то напряжение на выходе второго смесителя не будет зависеть от фазовых сдвигов в МШУ. Кроме того, в таком модуле не нужен управляемый фазовращатель, так как независимо от фазы сигнала на входе модуля фаза выходного сигнала будет определяться фазой гетеродина. Однако подобное построение модуля АФАР может быть использовано только для определенного класса принимаемых сигналов. Как указывалось.
назначение АФАР во многом определяет и схемное построение модуля.
Например, в самофазирующихся антенных решетках (суммирование от всех элементов в них происходит синфазно независимо от фазового фронта падающей волны) приемные модули построены с использованием фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), принцип действия которой изложен в гл. 10. На рис. 6.7, а, б представлены две функциональные схемы таких модулей.
В модуле по схеме рис. 6.7, а фаза опорного сигнала задается специальным опорным генератором ОГ, частота со г которого близка к частоте принимаемого сигнала сос. Сигнал от излучателя через смеситель подается на фазовый детектор, где происходит его сравнение по фазе с опорным сигналом. С выхода фазового детектора сигнал ошибки, пропорциональный разности фаз принятого и опорного сигналов, воздействует на генератор, управляемый напряжением (ГУН), частота выходных колебаний которого зависит от управляющего напряжения. Замкнутая цепь обратной связи ГУН — смеситель устанавливает равенство фаз принятого сигнала на выходе смесителя и опорного сигнала. Достоинством такого модуля является отсутствие шума в опорном сигнале. Его применение целесообразно, если частота принимаемого сигнала известна заранее с высокой точностью, так. как ГУН должен скомпенсировать сдвиг частоты вследствие нестабиль-
Пб
ности передатчика и доплеровскии сдвиг частоты из-за движущегося объекта.
В модуле по схеме рис. 6.7, б в качестве опорного используется сигнал с выхода сумматора выходных напряжений всех модулей (на рис. 6.7,6 для упрощения показано два модуля). Несмотря на то что в опорном сигнале такого модуля имеются шумы (опорным сигналом является принятый и усредненный сигнал), помехоустойчивость его может быть не хуже, чем в модуле по схеме рис. 6.7, а, что объясняется возможностью сужения шумовой полосы системы ФАПЧ, так как в данном случае доплеровскии сдвиг частоты присутствует в опорном сигнале и компенсации подлежат лишь нестабильность частоты передатчика и медленные уходы фазы сигналов в каждом модуле.
Другим примером, когда функциональная схема модуля и параметры входящих в него узлов определяются назначением АФАР, является приемопередающий модуль переизлучающей АФАР. Как известно из теории ФАР, для работы переизлучающей ФАР необходимо создать в излучателях фазовое распределение, комплексно сопряженное фазовому распределению для принятого сигнала, которое можно получить разными способами.
На рис. 6.8 приведена функциональная схема приемопередающего модуля, в котором сопряжение фазовых сдвигов осуществляется с помощью преобразования частоты принятого сигнала. На выходе смесителя при (ог > ш0 имеем сигнал
"п (*) = КСМ Uc L/..COS (ш сг +
+ фс) COS cor t = Ь,5Ксц Uг. Uг [cos (о),. /
-мс'-Фс)1 + 0,5/Сомс/сс/,.
X[COS ((OjJ -Lco,.* -f- ф,.)|.
Если частота гетеродина <ог = = 2(ос, то первое слагаемое в этом выражении имеет фазу (wcr — фс), сопряженную фазе приходящего сигнала. Как видно, сопряжение по фазе получено здесь путем инвертирова-
ния спектра принятого сигнала. В ы дуляторе на сигнал с сопряжены фазой накладывается информащ (Умод) и производится сдвиг по част те. Далее сигнал усиливается и пер излучается. Сдвиг по частоте позв ляет увеличить развязку меж, приемной и передающей частями мод ля с помощью полосового фильтр настроенного на принимаемый сигна Кроме рассмотренных существу много других АФАР, функционал ные схемы приемных модулей в кот рых отличаются, например, наличи второго канала, устройств для пла ного регулирования комплексно коэффициента передачи и т.д.
§ 6.3. Гибридно-интегральные СВЧ-модули
В настоящее время СВЧ-моду. реализуются в основном по гибридн интегральной технологии с примеь нием корпусных и бескорпусных а тивных элементов. Следует отметит что развитие интегральной схемоте ники СВЧ позволяет уже сейчас в поднять отдельные узлы модулей; циметрового и сантиметрового диаг зонов волн (фазовращатели, перекл чатели прием — передача, усилите и т. д.) на отдельных кристаллах размерами 8—16 мм2. Модуль в i лом состоит из небольшого количе< ва этих кристаллов, расположенш на общей диэлектрической подлож и соединенных между собой отрез * ми микрополосковых линий.
Рассмотрим некоторые практи1 ские схемно-конструктивные решен СВЧ-модулей. На рис. 6.9, а приве; на упрощенная конструкция npeo6f зовательного СВЧ-модуля, в котор
реализованы такие функции, как частотная селекция, генерирование колебаний, преобразование частоты. Конструктивно модуль представляет собой отрезок короткозамкнутого на одном конце волновода, вдоль продольной оси которого размещена металлическая пластина. В металлической пластине имеется резонансная щель П-образной формы, в центре которой установлен гетеродинный диод Д1 (например, диод Ганна), а на расстоянии V4 длины щели симметрично относительно диода Д1 включены два смесительных диода Л 2 и Д3. Длину резонансной щели /„, выбирают из соотношений: 2л/щ уД — (Х гАкр)2 = 1Г; я/щ V\ — (Хс /Хкр)2 = кс, где Я г, Х.с и Хкр — длина волны колебания гетеродина, сигнала и критическая длина волны резонансной щели соответственно. При таком выборе длины в ней возбуждается электромагнитное поле с типами колебаний Я101 и #102, резонансные частоты которых равны частоте колебания гетеродина и входного сигнала соответст-
венно. Соотношение между резонансными частотами типов колебаний Я 101 и Н102 зависит от ширины волновода и длины резонансного отверсия и может изменяться в пределах 1,1—1,4. Структура электрической составляющей полей Нип и Я102 в резонансной щели показана на рис. 6.9, б. Диоды Дх — Д3 не показаны. Как видно, векторы напряженности электрических полей сигнала и гетеродина в месте расположения диода Д2 направлены в одну сторону, а в месте расположения диода Дя — в противоположные стороны, следовательно, смеситель является балансным. Вывод сигнала промежуточной частоты осуществляется через фильтр нижних частот, элементы Си С2, L которого располагаются непосредственно на металлической пластине.
Технология изготовления модуля достаточно проста, он обладает высокой чувствительностью (коэффициент шума в двухсантиметровом диапазоне ~ 4 дБ) и имеет низкий уровень обратного излучения гетеродина (~ Ю-9 Вт).
Функционально более сложен преобразовательный СВЧ-модуль, в котором гетеродин выполнен по схеме перестраиваемого автогенератора на транзисторе с удвоением частоты, а смеситель — по балансной схеме на диодах с барьером Шотки. Принципиальная схема гетеродина приведена на рис. 6.10. Варикап Д и шлейф /2 образуют контур, задающий частоту генерации. Дроссели Дрх — Др3, шлейфы /,, /3, 14 и конденсаторы С, -Cs являются развязывающими цепями и предотвращают попадани
СВЧ-колебаний в цепи питания и смещения. Трансформатор Тр экспоненциального типа введен для создания оптимальной связи контура гетеродина с нагрузкой в полосе перестройки. Конструктивно гетеродин выполнен на микрополосковой плате, которая размещена на верхней широкой стенке отрезка прямоугольного волновода и связана с волноводом с помощью емкостного штыря. Отрезок волновода для первой гармоники колебаний гетеродина является запредельным и, следовательно, не пропускает ее на выход (на практике подавление не менее 50 дБ). Смеситель также выполнен на микрополосковой плате, размещенной на верхней широкой стенке отрезка волновода. Мощность гетеродина (вторая гармоника его колебаний) подается на микрополоско-вую плату смесителя также через емкостной штырь. Таким образом, отрезок волновода выполняет здесь функции фильтра верхних частот и конструктивно является основанием для микрополосковых плат гетеродина и смесителя. В трехсантиметровом диапазоне модуль имеет следующие показатели: полоса электронной перестройки при использовании варикапа АА611Б 10 %, выходная мощность гетеродина 8—12 мВт (на транзисторе 2Т642А-2), коэффициент шума не бо-
лее 8 дБ (применены смесительн! диоды АА117А-6).
Приемный СВЧ-модуль, принц пиальная схема которого приведена i рис. 6.11, также перестраивается с п мощью варикапов, но в отличие от м дуля рис. 6. 10 имеет примерно на п рядок более широкий диапазон пер стройки. Модуль содержит дву каскадный резонансный усилитель i транзисторах Т,, Т2, включенных i схеме ОБ, и смеситель с совмещеннь гетеродином на транзисторе Тя.
Резонансные контуры усилителя гетеродина состоят из отрезков mhi рополосковых линий длиной / < Я/ емкостей варикапов, подстраиваемь емкостей С* да 1—2 пФ, а также ме> электродных емкостей соответствуй щих транзисторов. Для снижения з тухания контуров транзисторы и в; рикапы включаются в контуры ча. тично. Гетеродин выполнен по емю стной трехточечной схеме. Для умен шения влияния выходной емкост Свых транзистора Т3 на диапазс перестройки его коллектор подклн чен к контуру частично через конде: сатор С,; этому же способствует и н полное включение в контур гетерод) на конденсатора обратной связи ei костью С2 = 1 Ч- 5 пФ. Выходнс контур смесителя настроен на пром< жуточную частоту, причем
Подбором емкости конденсатора С3 достигается согласование выходного сопротивления смесителя с сопротивлением нагрузки: RBb,x см да RH/ri\ где п да (С,, -f Сг + Свых. + СДз)1 /(С, + с, + Свых + Сдз + С,), Сдз — емкость варикапа Дя. Индуктивность L2 в цепи эмиттера транзистора Тя и конденсатор С4 образуют последовательный контур, настроенный на промежуточную частоту, что повышает усиление смесителя, так как практически устраняется обратная связь в цепи эмиттера для тока промежуточной частоты.
Использование резонансной входной цепи в данном случае нецелесообразно из-за сравнительно низкой добротности варикапов (30—100), поэтому на входе модуля включен фильтр верхних частот С5 — L3 — — Сь, частоту среза которого выбирают ниже минимальной частоты рабочего диапазона частот модуля. Сопряжение настроек контуров усилителя и гетеродина достигается подбором трех варикапов, длин отрезков микрополо-сковых линий и подстройкой конденсаторов С*. Перестройка по диапазону осуществляется встроенным потенциометром /?, —г R2 — R3. При использовании транзисторов 1Т376 и варикапов KB 109 Б модуль имеет в
рабочем диапазоне частот 450— 900 МГц коэффициент усиления 25—30 дБ, коэффициент шума 5—7 дБ и полосу пропускания 20—40 МГц.
Конструктивно модуль выполнен по тонкопленочной технологии на подложке из ситалла размером 24 хЗОмм. Для уменьшения связи между первым и вторым каскадами усилителя на подложке между ними размещен экран в виде отрезка микрополос-ковой линии, заземленного в середине и на концах.
Приемопередающий модуль АФАР, принципиальная схема которого приведена на рис. 6.12, отличается тем, что напряжение гетеродина используется как в приемной, так и в передающей частях модуля. В состав приемной части входит балансный смеситель на диодах Д„, Д.,, подключенных к выходным плечам трехдецибельного направленного ответвителя НОи входные плечи которого соединены с узкополосными фильтрами Ф,, Ф2, настроенными соответственно на частоты гетеродина и сигнала. Коротко-замкнутые шлейфы /2 обеспечивают короткое замыкание для токов промежуточной частоты, а разомкнутые шлейфы /3 — для токов с частотами сигнала и гетеродина. Мощность гетеродина подводится к диодам Д,, Д2
через регулируемый диодный аттенюатор на двух последовательно соединенных диодах Д3, Д4 и гетеродинный переключатель на диодах Д5 — Д8. При этом в режиме приема диоды Д5, Д„ закрыты, а диоды Д7, Д8 открыты управляющим напряжением ЕуПр. Гетеродинный переключатель обеспечивает развязку не менее 25 дБ. Полезный сигнал подается на диоды Дь Д2 через антенный переключатель (диоды Д9 — Д,4), причем в режиме приема диоды Д„, Дп, Д12 открыты, а диоды Д10, Д,3, ДД4 закрыты. Антенный переключатель обеспечивает развязку между приемной и передающей частями модуля не менее 35 дБ. Пары переключательных диодов Д5 - Дв, Д7 - Д8, Д14 -— Д12 и Д13 — Д14 включены параллельно в линии передачи на расстояниях к г/4 и Я,с/4 от соответствующих Т-разветвлений отрезков линий передачи. Поэтому небольшие сопротивления (единицы Ом) открытых диодов пересчитываются через четвертьволновые отрезки в сечения Т-разветвлений в большие сопротивления (единицы килоом), благодаря чему и реализуется развязка между приемной и передающей частями модуля.
Особенностью передающей части модуля является формирование мощного выходного сигнала с помощью напряжения гетеродина. При этом напряжение гетеродина через гетеродинный переключатель, узкополосный фильтр Ф4 и направленный ответви-тель Н02 поступает на мощный смеситель сдвига, выполненный на ва-ракторных диодах Д1У Ди. На входной контур смесителя сдвига, образованный индуктивностью Lj и емкостями варакторов, подается мощный сигнал на частоте сдвига, равной номинальной промежуточной частоте. Выходной сигнал смесителя сдвига на частоте входного сигнала выделяется в • выходном контуре (шлейфы /4, /5, емкости варакторов) и через ответ-витель И02, узкополосный фильтр Фя, настроенный на частоту сигнала, и антенный переключатель поступает на излучатель.
Модуль выполнен по тонкопл ной технологии: отрезки линии дачи напылены на керамическую ложку (поликор, керамика 25 конденсаторы К10-17, перекл тельные и варакторные диоды i ются навесными компонентами.
В настоящее время в разра* радиоустройств СВЧ развиваете) вое направление — объемные и ральные микросхемы (ОИМС) < которые представляют собой со ние полупроводниковых прибор пассивными тонкопленочными ментами в многослойных структ> Число слоев достигает 5—7 и б* По существу, каждый слой О СВЧ можно рассматривать как ридную интегральную микрос СВЧ, при этом соединение между (ми осуществляется с помощью га. нической, емкостной, индукти или электромагнитной связи. Ре; таты первых разработок подтвер ют, что масса и габаритные раз; приемных модулей на ОИМС СВЧ жаются на порядок и более.
В заключение приведем пр выполнения интегрального при* го СВЧ-модуля (рис. 6.13), npej наченного для приема телеви; ных программ в диапазоне ч; 11,7—12,5 ГГц непосредственж спутников на индивидуальные коллективные антенны. Как ы функциональная схема модуля i ветствует рис. 6.1, а. Двухкаска, МШУ, смеситель, гетеродин (без билизирующего резонатора) и т каскадный УПЧ выполнены в полупроводниковой интеграл микросхемы на одном кристалле сенида галлия, активные элем схемы представляют собой пол транзисторы с одним и двумя (для
сителя) затворами Шотки. Модуль в целом имеет высокое качество согласования по входу (КСВН= 1,25) и достаточно большое усиление (не менее 50 дБ). МШУ обеспечивает коэффи циент усиления 10—12 дБ и коэффи циент шума 4 дБ. Промежуточную частоту выбирают в диапазоне 80— —1300 МГц.
Требуемая нестабильность частоты гетеродина (зр 600 кГц) достигается путем стабилизации внешним высо-
кодобротным диэлектрическим резонатором (ДР). Подавление зеркального канала (не менее 80 дБ) обеспечивается внешним узкополосным фильтром, выполненным на волновод-ных или диэлектрических резонаторах. Модуль подсоединяется непосредственно к параболической антенне с диаметром зеркала 0,6 — 1,5 м и соединяется коаксиальным кабелем с входом стандартного телевизионного приемника.
ГЛАВА 7
ДЕТЕКТОРЫ СИГНАЛОВ
§ 7.1. Задачи, решаемые детекторами сигналов. Основные характеристики детекторов
В детекторе осуществляется выделение сообщения из сигнала и устранение несущего высокочастотного колебания, являющегося переносчиком сообщения. В соответствии с видом модуляции различают детектирование сигналов, модулированных по амплитуде, фазе или частоте. Эти функции выполняют соответственно амплитудные, фазовые и частотные детекторы.
Спектр выходного колебания детектора лежит в области низких частот (частот модуляции), а спектр входного — в области высоких частот (центральной частоты сигнала). Такая трансформация спектра возможна только в устройствах, имеющих нелинейные или параметрические элементы. Роль таких элементов в современных детекторах выполняют обычно полупроводниковые диоды, реже транзисторы — биполярные и полевые. Выделение области частот модуляции и устранение высокочастотных составляющих спектра осуществляется фильтрами нижних частот (RC-или RLC-фнльт- рами).
Основной для любого детектора является его детекторная характеристика, представляющая собой статиче-
скую зависимость выходного эффекта (обычно напряжения) от информационного параметра входного сигнала. Например: для амплитудного детектора с/_ (U0) или Дс/_ (£/„), для фазового детектора At/_ ( ф)|с /„ =const, для частотного детектора
all. (/)|y„=const. Здесь
АоУ_ - постоянная составляющая и приращение постоянной составляющей напряжения на нагрузке детектора; U0, ф, / — амплитуда, фаза и частота входного сигнала.
Процесс детектирования сопровождается неизбежными частотными, фазовыми и нелинейными искажениями. Наиболее полное представление о частотных и фазовых искажениях дают амплитудно-частотная и фазо-частотная характеристики детектора, т. е. зависимости Uq (Q), фа (Q). Здесь Ua - амплитуда напряжения частоты Q на нагрузке детектора; ii — угловая частота модуляции; <гй — сдвиг по фазе одинаковых частотных составляющих в спектре выходного колебания и в спекторе модулирующей функции. Обычно АЧХ детектора нормируется к единице.
Нелинейные искажения определяются видом детекторной характеристики. Они тем меньше, чем линейнее детекторная характеристика. По детекторной характеристике можно определить диапазон изменения информационного параметра, при котором
нелинейные искажения не будут превышать определенного предела. При гармонической модуляции численной мерой нелинейных искажений, как и обычно, является коэффициент нелинейных искажений.
Для любого реального детектора качественные показатели зависят от амплитуды входного сигнала. Существуют оптимальные значения амплитуд сигнала, при которых качественные показатели детектора наиболее высоки. Этих значений желательно придерживаться при проектировании радиоприемных устройств. Для оценки свойств детекторов, их сравнения и проектирования имеется довольно обширный перечень качественных показателей. Главные из них будут определены при рассмотрении конкретных видов детекторов. Здесь же отметим, что основным видом детектора является амплитудный детектор. Он имеет самостоятельное значение как детектор АМ-сигналов и, кроме того, входит в состав фазовых и частотных детекторов.
В конечном счете все виды модуляции в детекторе превращаются в изменения амплитуды сигнала, которые и выделяются амплитудным детектором, входящим в состав данного детектора.
По принципу действия амплитудный детектор имеет много общего с амплитудным ограничителем. Последний также содержит нелинейный элемент и фильтр. Однако вместо /?С-фильтра нижних частот в состав ограничителя входит полосно-про-пускающий RLC-фклыр, настроенный на частоту входного сигнала.
Амплитудный ограничитель часто бывает необходим для стабилизации амплитуды сигнала на входе фазового или частотного детектора. В связи с этим амплитудные ограничители рассматриваются в данной главе совместно с амплитудными детекторами.
§ 7.2. Амплитудные детекторы
Качественные показатели амплитудного детектора сильно зависят от амплитуды сигнала. Аналитиче-
ские методы расчета наиболее г разработаны для «слабых» и «< ных» сигналов. При этом понятие бого и сильного сигнала относите и зависит от свойств применяе нелинейного элемента.
Среди нелинейных элементов иболее часто используются ди К эквивалентному диодному дет< ру сводится расчет детекторов на гих нелинейных элементах, напр] на транзисторах. Поэтому рассмс ние детекторов начнем с диод амплитудного детектора.
Схема последовательного диод детектора изображена на рис. Здесь ивх — входное высокочас ное напряжение, снимаемое с кон' усилительного каскада, к котор подключен детектор; Е0 — начал! напряжение смещения, подбором торого можно выбирать рабочую ку на вольт-амперной характери ке диода; RC — нагрузочная г (фильтр), с которой снимается вы: ное напряжение; и и i — мгновен значения напряжения на диоде и i через диод.
Диод Д и нагрузочная цепь вк чены последовательно, поэтому 5 чение тока i в любой момент врем может быть найдено из системы ур нений
Здесь Zrc — коэффициент пропори нальности между током и напря; нием с учетом их несинусоидальн характера.
Первое уравнение (7.1) представляет собой уравнение вольт-амперной характеристики диода как безынерционного нелинейного элемента. В режиме покоя цвх р= 0; (- /_ /п, Zrc — R и urc = U— При этом второе уравнение (7.1) превращается в уравнение прямой с угловым коэффициентом — MR. Графическое решение системы уравнений
(7.2)
для режима покоя приведено на рис. 7.2. Оно дает положение исходной рабочей точки (точки покоя на вольт-ампер ной характеристике диода с координатами /,„ (/„).
Переменное напряжение на диоде и^,, появляющееся одновременно с приложением напряжения «вх в начальный момент времени, суммируется с напряжением Un (положение / на рис. 7.2). Благодаря нелинейности вольт-амперной характеристики дио-
да кривая юка через неги не имеет синусоидального характера — ее положительные полуволны вытягиваются, а отрицательные сжимаются. При этом в составе тока появляется постоянная составляющая, которая, протекая по сопротивлению нагрузки R, создает падение постоянного напряжения, смещающего положение рабочей точки диода влево. Стационарное положение рабочей точки при данной амплитуде входного напряжения цвх указано на рис. 7.2 цифрой 2. Полезный эффект детектирования по напряжению |Д£/_| - Unl —■ £/„, где Unl- новая абсцисса рабочей точки при наличии напряжения ивх.
Такое же по значению приращение постоянного напряжения, но противоположного знака снимается с нагрузочного сопротивления и является выходным сигналом детектора. В соответствии с рис. 7.1 и 7.2 увеличение амплитуды входного напряжения вызывает дальнейшее приращение постоянного напряжения на нагрузочном сопротивлении и смещение рабочей точки влево. При этом ток через диод все больше приближается по форме к односторонним импульсам при положительных пиках входного напряжения, открывающих диод. Работа схемы приобретает «ключевой» характер — диод закрыт — диод открыт. В промежутках между пиками входного напряжения, открывающими диод, он поддерживается в закрытом состоянии напряжением на нагрузочной емкости С (urc)- Форма выходного напряжения urc (рис. 7.3) определяется процессами зарядки и разрядки емкости нагрузки С, причем в силу нелинейности цепи (сопротивление дИода для положительных полуволн входного напряжения меньше,'чем для отрицательных) процесс зарядки происходит быстрее, чем процесс разрядки. При этом выходное напряжение сглаживается, постоянная составляющая в его составе увеличивается, а глубина пульсаций уменьшается.
Из рассмотрения схемы детектора (см. рис. 7.1), а также происходящих в
нем процессов можно сформулировать ряд требований к нагрузочной цепи. Во-первых, входное напряжение должно практически полностью прикладываться к диоду (и„ *в ывх), для чего требуется выполнение условия С > Сд, где С;1 — емкость диода, шунтирующая р-л-переход или промежуток анод — катод. Во-вторых, необходимо выполнение условий тр т (Rt_\\ R) С > Гш, т3» = (Ri+ 1| R) С«;тр, где тр и т3 — постоянные времени разрядки и зарядки конденсатора С; /?(_ и Ri+ — сопротивления диода для отрицательных и положительных полуволн входного напряжения; Тш — период приложенного высокочастотного напряжения частоты (о. Выполнение условия тр > 7 "ш позволяет считать рабочую точку неподвижной даже при наличии входного переменного напряжения, что используется при дальнейшем анализе детектора. При этом urc да Зависимость полезного
эффекта детектирования ДсУ_ от амплитуды приложенного напряжения <У„ дается детекторной характеристикой (рис. 7.4).
Если входной сигнал имеет амплитудную модуляцию с глубиной т и частотой Q, а напряжение на нагрузке успевает «следить» за изменениями амплитуды входного сигнала, то Дс7_ становится функцией времени и повторяет закон модуляции входного сигнала. При этом возникают нелинейные искажения, вызванные нелинейностью детекторной характеристики (сУа Ф Uq), а при модуляции спектром частот — частотные и фазовые искажения, обусловленные влиянием нагрузочной емкости С детектора, что ограничивает ее максимально допустимое значение.
Могут возникнуть также некоторые специфические виды нелинейных искажений, о которых будет сказано позже.
Рассмотрим вначале детектирование слабых сигналов короткозамкну-тым детектором (R - 0 на рис. 7.1). При этом эффект детектирования А//., отсутствует, так что нрактнче-
Рис. 7.4
ского смысла такой детектор не имеет, однако его рассмотрение целесообраз но с методической точки зрения. На грузочная линия (см. рис. 7.2) в это\ случае идет вертикально и положение точки покоя всецело определяется величиной Е„ <У„. Мгновенное значение напряжения на диоде и = £„ -4-+ uBX = U0 + мвх. Полагаем, чтс "вх — Ь'о s'n — немодулированное гармоническое колебание «малой» ам илитуды. Тогда, разложив функцик i = / (сУп + ит) в степенной ряд, можно учесть только первые члень разложения (до квадратичного включительно) без существенной потер г точности описания функции / (и) i районе рабочей точки:
(7.3,
Подставляя в (7.3) значение ывх = - U0 sin lot, получим
Отсюда постоянная составляющая тока через диод /_ f (U„)»
+ -\f'(U„)Ui и ток покоя /«
= / (Un)< а полезный эффект детекти рования по току
(7.4
При наличии нагрузки на ней вырабатывается постоянное напряжение при протекании тока /. Это напряжение смещает рабочую точку диода снижая приращение постоянного то ка. В этом случае Л/_ (U9;
т е. является функцией двух переменных: U0 к'[/_. При условии малости U0 полное приращение постоянного тока может быть найдено как сумма двух частных приращений — за счет изменений U0 и U-, т. е.
(7.5)
[см. выражение (7.4), которое получено при условии U- — const = 01,
SJ1 *=-: — А(7- =
Ч,^-- const
«/'(1У й)Д (Лг~-/' (ыв)Д/-Я,
так как А(7_ = — AI-R и стремится «подзапереть» диод. Подставляя значения Л/1 и А/1 в (7.5), найдем
(7.6)
Очевидно, приращение постоянного напряжения на нагрузке детектора
(7.7)
а коэффициент передачи немодулиро-ванного сигнала
(7.8)
Выражение (7.7) является уравнением детекторной характеристики. Как видно, ДсУ_ = AUb, т. е. детекторная характеристика при слабом сигнале имеет вид квадратичной параболы. Поэтому детектор слабого сигнала часто называют квадратичным.
Полезные эффекты детектирования по току (7.6) и по напряжению (7.7), а также коэффициент передачи детектора (7.8) прямо пропорциональны
кривизне вольт-амперной характеристики диода в рабочей точке /" (U„) и при I//' (£/„) С R обратно пропорциональны ее крутизне /' (0„).
Квадратичность детекторной характеристики приводит к значительным нелинейным искажениям АМ-сиг-нала.
Если детектор безынерционен по отношению к огибающей входного сигнала U0 (t) — U0 (1 + т cosQ/), то Д U- (t) = AUb (t) - AUb X X (1 + m cos Q08 = A(/|(l + + 2m cos Qt -+- тг cos2 Qt) =
- AUt, (1 + 2m cos Ш + -J + -j X
X cos 2Ш). Как видно, в составе выходного напряжения кроме составляющей основной частоты модуляции Q присутствует составляющая частоты 2Q. Если положить, что сопротивление нагрузки для обеих составляющих одинаково и равно R, то коэффициент нелинейных искажений
(7.9)
Поскольку допустимое значение kH в радиовещании не превышает нескольких процентов (kH < 5 %), это налагает ограничения на допустимую глубину AM в передатчике (т < 20 %). При этом очень непроизводительно расходуется мощность передатчика, вкладываемая в основном в несущую, не содержащую полезной информации. В этом состоит главная причина, по которой детектирование слабых сигналов не применяется в современных связных и вещательных радиоприемниках. Дополнительными недостатками квадратичного детектора являются низкий коэффициент передачи (обычно' не более сотых долей) и расширение динамического диапазона выходных сигналов, затрудняющее работу последующих усилительных каскадов. Поскольку емкость нагрузки детектора обладает очень малым сопротивлением для тока высокой частоты, входное сопротивление для детектора с нагрузкой такое же,
как и Для короткозамкнутого детектора, и, согласно определению, из (7.3) имеем
(7.10)
Таким образом, входное сопротивление детектора равно сопротивлению диода в рабочей точке.
Основные области применения квадратичных детекторов — измерительная техника и регистрация излучений.
Как отмечалось, при увеличении амплитуды сигнала рабочая точка диода смещается все более влево, а ток через диод приобретает вид однопо-лярных импульсов. При этом эффект детектирования по напряжению обусловлен почти линейным участком характеристики диода при больших значениях напряжения и только пульсации выходного напряжения, связанные с процессами подзарядки конденсатора нагрузки через диод, формируются начальным нелинейным участком его характеристики. Разрядка конденсатора нагрузки происходит главным образом через резистор R. Эти обстоятельства позволяют идеализировать характеристику диода—спрямить ее на участке прямой проводимости и пренебречь наличием небольшой проводимости при отрицательных напряжениях.
Диаграмма детектирования в стационарном состоянии при отмеченных условиях изображена на рис.7.5. Положим, что £„ = 0 (см. рис. 7.1). Тогда можно считать, что точка покоя лежит в начале координат и AU_ = А/_ = /_. Как видно из Рис. 7.5, при этом сУ_ =■- сУ„ cos в и коэффициент передачи детектора
/С. =t/_/t70-=-cos в. (7.11)
Здес.ь 6 — угол отсечки. Ток проходит через диод за период 2л в течение 2в и имеет вид косинусоидальных импульсов с основанием, равным 26*.
Вольт-амперная характеристика идеализированного диода представля-
I
ет собой линейно-ломаную, описыва* мую системой уравнений
i = Su при и ^ 0,
i — 0 при и < 0.
При подаче входного напряжени uBX = c70cos со/ и при условии Е0 =
и = ивх — U_ = U0 cos Ы — U0) X cos в. Таким образом, на учас ке проводимости ток i Su — SUe'. x(cos со/— cos 6) при cos iot > cos € Постоянная составляющая тока
(7.1.'
Этот ток проходит через сопротш ление нагрузки R, создавая на не падение напряжения с7_ и, следовг тельно, /_ — с7__ R = сУ0 cos В h Приравнивая оба выражения дл /_, получаем уравнение, из которог можно определить угол отсечки €
* Разрядка конденсатора С между о пирающими импульсами (см. рис. 7 .3) пpi водит к тому, что при отпирании диол возникает ток подзарядки конденсатора форма тока начинает отличаться от ук; занного выше (может приобрести вид почт треугольных импульсов), что обычно мал сказывается на качественных показателя детектора.
Как видно, В не зависит от U0 и, следовательно, эффекты детектирования по току и по напряжению пропорциональны амплитуде входного напряжения. Уравнение детекторной характеристики — прямая с угловым коэффициентом, равным cos в. Это дает основание называть детектор сильных сигналов линейным детектором. Однако следует иметь в виду, что по принципу действия «линейный» детектор — сугубо нелинейное устройство, с гораздо более ярко выраженной нелинейностью, чем у квадратичного детектора.
Уравнение (7.14) является трансцендентным относительно угла отсечки В и решается графически или подбором.
При увеличении SR угол отсечки В -* 0. При SR > 30 можно разложить tg В в степенной ряд с учетом первых двух членов разложения tg В щ B-f- В3/3 -4-.... Подставляя это выражение для tg В в (7Л4), получим
(7.15)
Если на детектор подается АМ-сигнал, а сам детектор линеен (идеален) и безынерционен по отношению к огибающей, то U- (t) = Ua (t) cos В == = Uа (1 + т cosQr)cos®- Отсюда Uq == Uam cosB и
(7.16)
Тани» образом, идеальный оезы-нерционный детектор не создает нелинейных искажений огибающей и для него Ки г К- = cos В, причем величина cos В может быть очень близкой к единице при достаточно большом произведении SR. Это приводит к тому, что в современных приемниках применяют, как правило, детектирование сильных сигналов. Реальные детекторы, естественно, вносят нелинейные искажения по причинам, о которых будет сказано ниже.
Для вычисления входного сопротивления необходимо найти амплитуду тока первой гармоники через диод.
Выбрав начало отсчета в центре импульса тока, получим
Согласно определению, входное сопротивление
причем последнее равенство в (7.17) получено подстановкой я/S = = R (tg В —В) из (7.14). При корот-козамкнутом детекторе R = 0 и и В = я/2. Тогда
(7.18)
где Ri — внутреннее сопротивление диода.
При R = 0 входное сопротивление RBX — 2Rt, так как ток через диод проходит только за время, равное половине периода ВЧ-сигнала, что вдвое снижает амплитуду первой гармоники. Это эквивалентно двукратному увеличению внутреннего сопротивления диода. При большом сопротивлении нагрузки (Р ' > Ri) в-*- 0 и выражение (7.17) после разложения в степенные pflflbitgB и sin2B с учетом первых двух членов дает
R„ = R/2. (7.19)
Уравнение (7.13) можно привести к виду, определяющему ток в эквивалентной схеме детектора (рис. 7.6):
12н
Отсюда
— внутренние параметры детектора, введением которых детекторный каскад можно представить в виде некоторого усилителя и рассчитать частотную И фазовую характеристики, зная схему и данные нагрузочной цепи.
Ясно, что значение нагрузочной емкости при детектировании модули-
рованных сигналов не может быть сколь угодно большим из условия допустимых частотных искажений в области высших частот модуляции. Между тем во всех полученных расчетных соотношениях предполагалась неподвижность рабочей точки диода при подаче напряжения (Увх, т. е. С—»-оо. В реальных условиях значение С ограничено, что приводит к снижению коэффициента передачи детектора и углублению пульсаций выходного напряжения. Ранее отмечалось, что желательно выполнение условий С > Сд и тр >> Тш.
Более детальный анализ позволяет записать следующее условие для выбора емкости С, при выполнении которого практически не будет происходить снижение коэффициента передачи из-за недостаточности емкости нагрузки:
(7.22)
в крайнем случае при С — О (см. рис. 7.1) и — ивх — i7? - U0X e°s i,>t —[ft. На участке проводимо- V" Т°к через диод L =- Su - S (U 0y., S("{ - iT?). Отсюда «■--- SUU cos tot/ ' ^ $R) Sa„„ U„ cos Ш, где
5дии «динамическая» крутизна диода. Это уравнение для тока имеет такую форму, при которой как будто бы не происходит смещения рабочей точки диода при подаче напряжения ивх [см. (7.13) при в = л/21, но диод имеет меньшую «динамическую» крутизну.
Тогда постоянная составляющая тока
(7.23)
При этом коэффициент передачи
*_--= U-/U0=-I-R/U0-=
SmaR!n-SR/n(\+SR). (7.24)
Как видно, максимально достижимое значение К- при С = О, имеющее место при SR -*• оо, равно /(_ тах =
1/л да 0,3.
Таким образом, изменение емкости С от С-*- оо до С = 0 при достаточно большом значении SR приводит к изменению коэффициента передачи /С_ от /(_ да 1 до AL да 0,3.
Приведенные условия дают ограничения емкости «снизу». Ограничения емкости «сверху» обусловлены допустимыми частотными искажениями огибающей — верхней граничной частотой эквивалентной схемы детектора:
bY-.lfo, (7.25)
где тв = С (Rtd\\R)> а также возможностью появления нелинейных искажений огибающей.
Дело в том, что выходное напряжение детектора U_ (t) вследствие емкостного характера нагрузки отстает по фазе от огибающей входного напряжения U0 (/) (рис. 7.7, а). Если это
отставание оказывается слишком большим, а скорость изменения огибающей больше скорости изменения U_ (/), допускаемой постоянной времени нагрузки, то диод закроется в момент времени tx (рис. 7.7, б) и будет заперт до тех пор, пока напряжения U0(t) и £/_ (г) вновь не сравняются в момент времени /2. На интервале времени /2— /, происходит разрядка конденсатора С через резистор R и информация, содержащаяся в огибающей входного напряжения £/„ (/), детектором не извлекается. Появляются искажения огибающей нелинейного характера, связанные с наличием нелинейного элемента - диода. Для исключения подобных искажений напряжение U_ (t) всегда должно успевать «следить» за изменениями огибающей U0 (t). Это возможно при выполнении условия
(7.26)
Здесь левая часть неравенства — скорость изменения напряжения на нагрузке (RC), допускаемая ее постоянной времени, при свободной разрядке конденсатора С через R. Правая часть неравенства — скорость изменения напряжения на нагрузке, обусловленная входным воздействием U0 (t).
Для АМ-сигнала с глубиной модуляции т и частотой модуляции Qv соотношение (7.26) приводит к следующему условию безынерционности:
(7.27)
При данном R это условие ограничивает допустимое значение емкости нагрузочного конденсатора С.
Как видно, при т=\ условие (7.27) не может быть выполнено, так как существуют моменты времени, когда U0 (t) 0 в минимумах модуляции и запирание диода будет обязательно происходить, так как при этом (О ф 0.
Если выходное напряжение детек-_ тора снимается через разделительный' конденсатор Ср, то запирание диода может происходить за счет постоянного напряжения на емкости Ср. Емкость Ср оказывается обычно достаточно большой, чтобы можно было снизить частотные искажения в области низших частот модуляции. При этом полное сопротивление нагрузки для тока частоты модуляции равно Ra ■- R\\Rp, где Rv — сопротивление «справа» от разделительной емкости (входное сопротивление УНЧ). Сопротивление нагрузки для постоянного тока R_ — R. Таким образом, Ra < R_. Амплитуда тока низкой частоты
Через резистор R проходит постоянный ток /_ === U_IR_ = U0KJ!R^, причем для идеального детектора Кп =*= АС_. Запирание диода, а следовательно, и отсечка тока через диод будут отсутствовать, если /я < < /._, т. е.
(7.28)
Поскольку обычно т «0,8 ~ 0,9, выполнение условия (7.28) может оказаться затруднительным, так как при этом требуется или небольшое сопротивление R- (а значит, низкое входное сопротивление детектора), или большое сопротивление Rv, которое особенно трудно обеспечить при выполнении УНЧ на биполярных транзисторах.
Наряду с рассмотренным последовательным детектором часто используется параллельный диодный детек-
тор (рис. 7.8). Здесь постоянная составляющая тока диода замыкается по цепи диод — резистор нагрузки, не проходя через цепи источника сигнала. В некоторых случаях это удобно, так как позволяет изолировать детектор от постоянного напряжения, которое может быть в точке съема напряжения сигнала.
Принцип действия и расчетные формулы для параллельного и последовательного детекторов аналогичны.
Конденсатор С, являясь разделительным, заряжается до напряжения, вырабатываемого на резисторе R. Это напряжение смещает рабочую точку диода и поддерживает ее почти в неподвижном состоянии. Однако в отличие от последовательного детектора конденсатор С не выполняет фильтрующей функции для несущего колебания, поэтому требуется дополнительный фильтр Л^фСф, элементы которого выбирают так, чтобы он отфильтровывал составляющие высокой частоты и не оказывал влияния на передачу информационных составляющих.
Сопротивление переходного конденсатора С для тока высокой частоты близко к нулю. Сопротивление /?||/?ф всегда оказывается подключенным параллельно входу детектора и присутствует в составе полного входного сопротивления схемы. Поэтому
