Усилительный каскад на полевом транзисторе с управляющим p-n переходом

Принципиальная полная схема резисторного усилителя на полевом транзисторе с управляющим p-n переходом показана на рис. 8.5. Рассмотрим назначение всех элементов, образующих схему каскада. Резисторы R_з, R_c обеспечивают работу транзистора в выбранном режиме по постоянному току. В усилителе применено автоматическое смещение за счет протекания истокового тока через резистор R_и. Это смещение, попадая через резистор R_з на затвор полевого транзистора, смещает p-n переход в обратном направлении. Напряжение на затворе Е_з=I_зR_з, с другой стороны Е_з=U_зи+I_cR_и. Поскольку I_з=0 (Е_з=0), следовательно, U_зи=-I_cR_и,

Емкость конденсатора С_и выбирается такой, что во всем рабочем диапазоне частот конденсатор закорачивает переменную составляющую тока истока на землю, устраняя тем самым ООС по переменному току. Благодаря этому на первом этапе анализа усилительного каскада цепь R_и, С_и можно не учитывать. Конденсаторы С_з препятствуют передаче постоянной составляющей как в цепь источника сигнала, так и в нагрузку. В качестве нагрузки может выступать последующий усилительный каскад, тогда роль R_н и C_н играют роль входное активное сопротивление и входная емкость этого каскада.

Рис 8.5

 

Выбор полевого транзистора. Главное преимущество полевого транзистора перед биполярным транзистором – высокое входное сопротивление. Особенно высокое сопротивление у МОП-транзисторов, однако коэффициент шума у них выше, чем у транзисторов с управляющим p-n переходом. Особенно важно, чтобы первый каскад усилителя имел малый коэффициент шума, так как общий коэффициент шума усилителя в основном определяется коэффициентом шума первого каскада. Поэтому в первом каскаде используется, как правило, полевой транзистор с управляющим p-n переходом. Важным параметром транзистора, определяющим его коэффициент усиления, является крутизна характеристики. Произведение крутизны на сопротивление, включенное в стоковую цепь, дает коэффициент усиления. Для транзисторов с управляющим p-n переходом в справочной литературе приводится крутизна при U_зи=0 и U_си=5 или 10В, т.е. в области насыщения полевых транзисторов, где они обычно используются.

Крутизна характеристики тем больше, чем больше начальный стоковый ток. Так как при большем стоковом токе приходится брать меньшее сопротивление в стоковой цепи, то усиление в принципе можно сделать одинаковым для транзисторов с разной крутизной. Но поскольку при производстве промышленной аппаратуры нежелателен и даже недопустим подбор транзисторов и других элементов, то следует выбирать транзисторы не с большей крутизной, а с меньшим разбросом крутизны. Транзисторы следует выбирать также по входной, проходной и выходной емкости.

В усилителе применено автоматическое смещение за счет протекания истокового тока через резистор R_и. Это смещение, попадая через резистор R_з на затвор полевого транзистора, смещает p-n переход в обратном направлении. Напряжение на затворе Е_з=I_зR_з, с другой стороны Е_з=U_зи+I_cR_и. Поскольку I_з=0 (Е_з=0), следовательно, U_зи=-I_cR_и.

Анализ и расчет усилителей обычно ведутся с использованием эквивалентных схем по переменному току, при этом входным напряжением считают напряжение в точках 1-1, а выходным - в точках 2-2, с которых снимается усиленный сигнал. Искажения, внесенные цепочкой С_р R1, R2 (разделительный конденсатор и базовый делитель), учитываются при расчете предыдущего каскада. Эквивалентную схему усилителя получаем, полагая, что С_э=С_и=∞, а внутреннее сопротивление источника питания по переменному току равно 0. В этом случае эмиттер (исток) транзистора и точка соединения резистора R_н оказываются по переменному току под нулевым потенциалом, а источник питания коротко замкнут. Заменим транзистор управляемым генератором SU_вх и внутренним сопротивлением r_k^* (r_c) и емкостью С_к^* (С_с) (рис.8.6а) и (рис.8.6б).

 

а) б)

Рис.8.6.

Весь диапазон рабочих частот можно разбить на три области (нижних, средних и верхних частот) и рассматривать поведение АЧХ в этих областях, соответствующим образом упростив эквивалентную схему. В области средних частот могут быть исключены все емкости, т.е. цепи, содержащие емкости С_к^* (С_с), размыкаются, а цепь с емкостью С_р замыкается накоротко. Эквивалентные схемы с биполярным и полевым транзисторами принимают вид, показанный на рис.8.7а и 8.7б.

 

а) б)

Рис.8.7

Имея в виду полученные эквивалентные схемы, найдем коэффициент усиления К₀ для средних частот. Для усилителя на биполярном транзисторе (рис.8.7а):

, окончательно получаем

 

(8.11а)

Для усилителя на полевом транзисторе (рис.8.7б)

 

(8.11б)

Знак минус учитывает сдвиг фазы выходного напряжения относительно входного на 180⁰. Из (8.11а) и (8.11б) видно, что в области средних частот коэффициент усиления не зависит от частоты.

В области нижних частот реактивное сопротивление разделительного конденсатора становится соизмеримым с R_к (R_с) и R_н, и на нем происходит заметное падения переменного напряжения. Реактивное сопротивление емкостей С_к^* (С_си) и С_н велико по сравнению с R_к (R_с) и R_н, поэтому их можно исключить из эквивалентной схемы усилителя для нижних частот. В результате получим эквивалентные схемы на биполярном и полевом транзисторах, показанных на рис.8.8а и 8.8б.

а) Рис. 8.8 б)

Коэффициент усиления (8.12)

где τ_н – постоянная времени для нижних частот: для (рис.8.8а) и для (8.8б).

Определим АЧХ для области нижних частот:

(8.13)

Как следует из выражения (8.13) коэффициент усиления с уменьшением частоты падает. Нижняя граничная частота определяется ω_н=1/τ_н.

В области верхних частот реактивное сопротивления разделительного конденсатора мало по сравнению с R_н и его можно исключить из эквивалентной схемы. Получим эквивалентные схемы на верхних частотах: для биполярного транзистора (рис.8.9а) и для полевого транзистора (8.9б). Объединив сопротивления в одно сопротивление R_экв, а емкости в эквивалентную емкость С_экв, получим эквивалентную схему (8.9в), согласно которой выражение, определяющее усиление, можно записать в виде

Здесь τ_в – постоянная времени каскада для верхних частот: τ_в=С_эквR_экв; С_экв=С_к^*+С_н для биполярного транзистора и С_экв=С_си+С_н для полевого транзистора; R_экв= R_к║r_к^*+ R_н для биполярного транзистора и R_экв= R_с║r_с+ R_н для полевого транзистора. Определим АЧХ усилителя в области верхних частот.

(8.14)

 

а) б) в)

Рис.8.9

Верхняя граничная частота определяется как ω_в=1/τ_в. Учитывая формулы (8.11), (8.13) и (8.14), можно записать выражение для АЧХ усилителя для всей области частот:

. (8.15)