Однофазные неуправляемые выпрямители

Однофазные выпрямители могут быть однополупериодными и двухполупериодными.

Однополупериодные выпрямители. Схема однополупериодного выпрямителя на полупроводниковом диоде показана на рис. 15.2. Переменное напряжение сети, преобразованное трансформатором Т до необходимой величины U _т,подается на конденсатор С _ф и нагрузку R _н

Рис. 15.2. Схема однополупериодного выпрямителя

через диод VD. В течение полупериода, когда напряжение U _тстановится прямым для диода, через диод и нагрузку протекает ток. Конденсатор С _ф при этом заряжается до значения, близкого к пиковому значению U _т.

В следующий полупериод напряжение U _тдля диода оказывается обратным, и через него протекает лишь незначительный обратный ток. При этом конденсатор С _ф«отключается» от вторичной обмотки трансформатора и начинает разряжаться через сопротивление нагрузки R _н. Таким образом, через нагрузку ток протекает в оба полупериода сетевого напряжения в одном и том же направлении.

При большом сопротивлении нагрузки конденсатор С _ф во время второго полупериода напряжения U _т разряжается незначительно, и можно считать, что напряжение на конденсаторе С _ф остается равным пиковому значению напряжения U _т. Следовательно, к диоду прикладывается напряжение обратной полярности, равное

Качество выпрямления переменного напряжения оценивается коэффициентом выпрямления К _в = I _пр/ I _обр, где I _пр и I _обр — значения прямого и обратного токов, протекающих через диод. Значение этого коэффициента больше у кремниевых диодов, чтоявляется одной из причин их более широкого применения в выпрямителях.

Недостатком однополупериодного выпрямителя является то, что выпрямленное напряжение сильно зависит от сопротивления нагрузки и имеет большую амплитуду пульсаций. Поэтому такие выпрямители применяются редко и только при высокоомных нагрузках. В остальных случаях используются, как правило, двухполупериодные выпрямители.

Двухполупериодные выпрямители. На рис. 15.3, а представлена схема двухполупериодного выпрямителя с выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора.

Рис 15.3. Схема (а) и графики напряжений и токов (б) двухполупериодного выпрямителя с выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора.

Обычно эта точка соединяется с проводом нулевого потенциала. Работает такой выпрямитель следующим образом.

Напряжения u_a_с и u_bc,измеренные на концах а и b вторичной обмотки трансформатора относительно средней точки с, являются противофазными (рис. 15.3, б). Во время положительного полупериода напряжения u_a_с открывается диод VD1, а диод VD2 оказывается закрытым. Поэтому через нагрузку R _н протекает только ток i₂ ', создаваемый верхней половиной вторичной обмотки трансформатора.

В следующий полупериод сетевого напряжения положительным относительно точки с оказывается напряжение u_bc,а и_ас — отрицательным. Открытым окажется диод VD2, a VD1 — закрытым. Через нагрузку потечет ток i₂ '', создаваемый напряжением u_bc. Таким образом, ток через нагрузку протекает в каждый полупериод сетевого напряжения в одном и том же направлении, создавая на ней пульсирующее напряжение с частотой пульсаций, равной удвоенной частоте сетевого напряжения. Средние значения выпрямленного тока и выпрямленного напряжения в нагрузке

(15.1)

Обычно значения I _ср и U _cpзадаются при расчете выпрямителя, поэтому выражения (15.1) позволяют определить амплитудные значения токов и напряжений, действующих во вторичных обмотках ас и bc трансформатора и нагрузке:

(15.2)

Выражение (15.2) позволяет определить действующие значения тока и напряжения в нагрузке

(15.3)

(15.4)

Через каждую половину вторичной обмотки и через диоды VD1 и VD2 ток протекает лишь в течение одного полупериода, поэтому его среднее значение

(15.5)

а действующее значение

(15.6)

Действующее значение напряжения в каждой половине вторичной обмотки на основании (15.2) определяется по формуле

(15.7)

Выражения (15.6) и (15.7) позволяют рассчитывать мощность Р '₂,развиваемую каждой половиной вторичной обмотки трансформатора:

(15.8)

Из рис. 15.3, а видно, что к аноду закрытого диода прикладывается отрицательное напряжение соединенной с ним половины вторичной обмотки, а к его катоду — положительное напряжение другой половины. Следовательно, обратное напряжение, прикладываемое к закрытому диоду,

Для определения коэффициента пульсаций пульсирующее напряжение на выходе выпрямителя и(t) представляют рядом Фурье, который при числе пульсаций выпрямленного напряжения р ≥ 2 имеет вид

В этом выражении •

— постоянная составляющая,

— амплитуда первой гармоники.

Для рассматриваемого выпрямителя р = 2 и коэффициент пульсаций

Недостатками двухполупериодного выпрямителя с выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора являются высокое обратное напряжение, прикладываемое к выпрямительным диодам, и усложненная конструкция трансформатора.

На рис. 15.4, а показана схема однофазного двухполупериодного мостового выпрямителя, а на рис. 15.4, б — графики токов и напряжений в его цепях. В выпрямителе

Рис. 15.4. Схема (а) и графики напряжения и токов (б) двухполупериодного мостового выпрямителя

используются четыре диода VD1...VD4, которые включаются в проводящее направление попарно: в один полупериод открыты диоды VD3 и VD2, в другой — VD4 и VD1. Напряжение на каждом закрытом диоде равно напряжению u ₂, поэтому обратное напряжение на диоде не превышает значения U ₂_m = √ 2U ₂,что в 2 раза меньше, чем в двухполупериодном выпрямителе с выводом от средней точки вторичной обмотки трансформатора. В этом одно из достоинств мостового выпрямителя. Кроме того, он имеет более простую конструкцию трансформатора: не нужно делать дополнительного вывода от вторичной обмотки. Значения I _ср, U _cpв нагрузке и среднего тока, протекающего через выпрямительные диоды, такие же, как и в выпрямителе со средним выходом от вторичной
обмотки. Поэтому коэффициент пульсаций в мостовом двухполупериодном выпрямителе также равен 0,67, или 67 %.

2. 15.3. ОДНОФАЗНЫЕУПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ

На практике часто встречаются случаи, требующие возможности изменения напряжения на выходе выпрямителя в широких пределах (например, для управления скоростью электродвигателей постоянного тока). В таких выпрямителях применяют управляемые выпрямительные элементы, в качестве которых в настоящее время обычно используют тринисторы. Управляемый выпрямитель отличается от неуправляемого наличием устройства управления, которое осуществляет управление переводом три-нисторов в проводящее состояние.

На рис. 15.5, а показана схема двухполупериодного управляемого выпрямителя, имеющего вывод от средней точки обмотки трансформатора и работающего на активную нагрузку R _н. Моменты отпирания тринисторов VS1 и VS2 определяются моментами поступления на их управляющие электроды импульсов тока i_y ₁ и i_y ₂ (рис. 15.5, б), задержанных относительно момента перехода через нуль вторичных напряжений и '₂и и ''₂на некоторое время, которое соответствует фазовому углу α, называемому углом управления. В результате форма и длительность импульсов токов, протекающих через открытый тринистор и нагрузку, оказываются иными, чем в аналогичном выпрямителе на выпрямительных диодах, а среднее значение выпрямленного напряжения зависит от угла управления и определяется выражением

(15.9)

Рис. 15.5. Схема (а) и графики напряжений и токов (б) двухполупериодного управляемого выпрямителя

При α = 0 выражение (15.9) совпадает с выражением (15.1), а при α≠ 0

(15.10)

Графическую зависимость U _ср.у = f (α), определяемую уравнением (15.10), называют регулировочной характеристикой (кривая а на рис. 15.6). Ее вид зависит от характера нагрузки выпрямителя. При индуктивном характере нагрузки уменьшаются среднее значение выпрямленного напряжения и пределы изменения угла управления α (кривая б на рис. 15.6).

Рис. 15.6. Регулировочные характеристики выпрямителя

СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ

Сглаживающие фильтры предназначены для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения. Их основным параметром является коэффициент сглаживания K _сг, равный отношению коэффициента пульсаций на входе фильтра K _п._вх к коэффициенту пульсаций на его выходе K _п.вых, т.е.

Фильтр не должен существенно влиять на работу выпрямительных элементов и иметь малое время переходных процессов.

Наиболее простыми являются индуктивный (рис. 15.7, а) и емкостный (рис. 15.7, б) фильтры.

В индуктивном фильтре

Рис. 15.7. Схемы индуктивного (а) и емкостного (б) сглаживающих фильтров

где z _вх и z _вых — модули комплексных сопротивлений соответственно на входе и выходе фильтра; I₁_m — амплитуда первой гармоники пульсирующего тока, протекающего через фильтр.

Пренебрегая сопротивлением индуктивности L _фпостоянному току, получаем:

(15.11)

Выражение (15.11) позволяет рассчитать индуктивность L _ф по заданному коэффициенту сглаживания:

Достоинствами индуктивного сглаживающего фильтра являются простота конструкции, высокая надежность и большая проходная мощность. Его недостатки–большие габариты и масса, которые прямо пропорциональны сопротивлению нагрузки. При больших сопротивлениях и незначительных токах нагрузки применяют емкостный фильтр (см. рис. 15.7, б).Работа емкостного фильтра основана на различных постоянных времени цепей зарядки и разрядки конденсатора.

Конденсатор С _ф заряжается через малое внутреннее сопротивление r_i выпрямителя почти до амплитудного значения выпрямленного напряжения (рис. 15.8) с постоянной времени τ_зар = r_i С _ф. При и _вх< и _Сфконденсатор С _ф

Рис. 15.8. Графики входного (и _вх) и выходного (и _Сф) напряжений
емкостного сглаживающего фильтра

разряжается через R _н с постоянной времени τ_раз = R _н С _Ф. Так как R _н» r_i, то τ_раз» τ_зар, и разрядка конденсатора происходит более медленно, чем его зарядка. В результате амплитуда пульсаций выпрямленного напряжения при наличии конденсатора С _ф оказывается значительно меньше, чем без такого конденсатора.

Для увеличения коэффициента сглаживания применяют более сложные фильтры, состоящие из последовательного и параллельного звеньев (рис. 15.9, а).

Рис. 15.9. Функцианальная (а) и принципиальные (б,в) схемы сглаживающих Г-образных фильтров

Для переменной составляющей выпрямленного тока сопротивление последовательного звена должно быть значительно больше, чем параллельного. Примерами этих фильтров являются индуктивно-емкостный (рис. 15.9, б) и резисторно-емкостный (рис. 15.9, в),а также более сложные фильтры, состоящие из двух или более последовательно включенных LC- или RС -фильтров.

Более высоким коэффициентом сглаживания обладают фильтры, содержащие активные элементы, в качестве которых чаще всего используются транзисторы. Схема одного из таких фильтров приведена на рис. 15.10, а.

Рис. 15.10. Схемы транзисторных сглаживающих фильтров

При наличии пульсаций во входном напряжении на резисторе R1 создается также пульсирующее напряжение. Переменная составляющая этого напряжения через конденсатор С1 прикладывается к эмиттерному переходу транзистора VT1. Фазы напряжений, действующих на входе и между базой и эмиттером транзистора VT1, совпадают, поэтому при увеличении напряжения и _вх транзистор VT1 подзапирается, его сопротивление r _КЭувеличивается, что приводит к уменьшению изменения тока i _н, протекающего через нагрузку. При уменьшении и _вх, наоборот, сопротивление транзистора уменьшается, и изменения тока i _н также оказываются меньше. Таким образом, данный фильтр как бы следит за всеми быстрыми изменениями напряжения на входе и регулирует сопротивление транзистора проходящему через него току нагрузки таким образом, что выходное напряжение фильтра изменяется значительно слабее, чем напряжение на его входе. Коэффициент сглаживания такого фильтра можно рассчитать по формуле

где К _п.ф – коэффициент пульсаций фильтра.

Недостатком рассмотренного фильтра является уменьшение напряжения на нагрузке за счет падения напряжения на резисторе R1. Поэтому часто применяют транзисторный фильтр, схема которого показана на рис. 15.10, б. Сглаживание пульсаций в таком фильтре происходит вследствие различия сопротивлений транзистора постоянному и переменному (пульсирующему) токам, поэтому постоянная составляющая напряжения и _вх передается на выход фильтра со значительно меньшим (в 50...200 раз) ослаблением, чем переменная.