Производственный разброс характеристик ПТ

 

Перед тем как рассматривать какие‑нибудь схемы, оценим сначала диапазон параметров ПТ (таким как I_{СИ нач} и U_П), а также их «разброс» среди приборов одного типа с целью получения более полного представления о ПТ. К сожалению, многие характеристики ПТ имеют разброс намного больше, чем соответствующие характеристики биполярных транзисторов, – факт, который проектировщик должен помнить. Например, в паспорте на VN01 (типичный n ‑канальный МОП‑транзистор) оговорено, что U_П может составлять от 0,8 до 2,4 В (при I_С = 1 мА), в сравнении с тем, что аналогичный параметр биполярного npn ‑транзистора, U_БЭ имеет разброс от 0,63 до 0,83 В (также при I_К = 1 мА). Итак, вот что мы можем ожидать:

 

В этой таблице R_{СИ вкл} – сопротивление сток‑исток (линейная область, т. е. малое напряжение U_ЗИ) для полностью открытого ПТ, т. е. при заземленном затворе в случае ПТ с p‑n ‑переходом или при большом (обычно принимается 10 В) напряжении затвор‑исток у МОП‑транзистора. I_{СИ нач} и I_{С вкл} ~ значения тока стока в области насыщения (большое U_СИ) при тех же самых отпирающих условиях возбуждения затвора. U_отс есть напряжение отсечки (ПТ с p‑n ‑переходом), U_П – пороговое напряжение затвора (МОП‑транзисторы), а U_{СИ пр} и U_{ЗИ пр} – соответствующие напряжения пробоя. Как можно видеть, ПТ с заземленным истоком может быть хорошим источником тока, но нельзя точно предсказать, каким будет этот ток. Напряжение U_ЗИ, при котором получается заданный ток стока, может заметно варьировать в отличие от предсказуемого (~= 0,6 В) U _БЭ у биполярных транзисторов.

Согласование характеристик. Как вы можете видеть, ПТ уступают биполярным транзисторам в предсказуемости U_ЗИ, т. е. значения U_ЗИ, обеспечивающие заданный I_С, имеют большой разброс. Приборы, обладающие большим разбросом, будут, вообще говоря, давать больший сдвиг (напряжение небаланса), если их применять в качестве дифференциальных пар. Например, типичный серийный биполярный транзистор дает разброс U_БЭ в 50 мВ или около того при некотором заданном токе коллектора без всякого отбора транзисторов (берем подряд любой прибор, имеющийся под рукой). Соответствующая цифра для МОП‑транзисторов – более 1 В! Но поскольку ПТ обладают весьма желательными характеристиками, имеет смысл затратить некоторые дополнительные усилия для уменьшения сдвига путем изготовления согласованных пар.

Проектировщики ИС пользуются такими приемами как перемежающаяся (гребенчатая) структура (два прибора разделяют между собой один и тот же участок подложки ИС) и выравнивание температурных градиентов в схеме между приборами (рис. 3.15).

 

 

Рис. 3.15.  Гребенчатая структура (а) и температурно‑градиентная компенсация (б).

 

Получаемые результаты впечатляют. Хотя ПТ не могут сравняться с биполярными транзисторами в согласованности U_ЗИ, их параметры вполне пригодны для большинства применений. Например, наилучшим образом согласованная пара ПТ имеет сдвиг 0,5 мВ и температурный коэффициент 5 мкВ/°С (макс), в то время как у лучшей биполярной пары эти значения будут 25 мкВ и 0,6 мкВ/°С, грубо говоря, в 10 раз лучше. Операционные усилители (универсальные дифференциальные усилители с высоким коэффициентом усиления, о которых мы будем говорить в следующей главе) выпускаются как на полевых, так и на биполярных транзисторах; для высокоточных применений вы сможете, вообще говоря, выбрать ОУ с биполярной «начинкой», (ввиду тесного согласования входных транзисторов по U_БЭ), в то время как ОУ с ПТ‑входом, очевидно, является наилучшим выбором для высокоомных схем (их входы – затворы ПТ – не потребляют тока). Например, недорогой ОУ типа LF 411 со входом на ПТ с р‑n ‑переходом, который мы используем повсеместно в схемах, приводимых в следующей главе, имеет типичное значение входного тока 50 пА и стоит 60 цент; популярный TLC212 со входом на МОП‑транзисторах стоит примерно столько же и имеет типичное значение входного тока всего 1 пА! Для сравнения укажем, что обычный биполярный ОУ μΑ741 имеет типичное значение входного тока 80 000 пА (80 нА).

В табл. 3.1–3.3 дан перечень типичных ПТ с p‑n ‑переходом (как одиночных, так и сдвоенных) и малосигнальных МОП‑транзисторов. Мощные МОП‑транзисторы, которые мы рассмотрим в разд. 3.14, перечислены в табл. 3.5.

 

Основные схемы на ПТ

 

Теперь мы готовы к тому, чтобы рассмотреть схемы на ПТ. Обычно можно найти способ преобразовать схему на биполярных транзисторах в схему с использованием ПТ. Однако эта новая схема может не дать улучшения характеристик! В оставшейся части этой главы мы постараемся показать схемные решения, в которых проявляются преимущества уникальных свойств ПТ, т. е. схемы, которые работают лучше, будучи построены на ПТ, или которые совсем нельзя изготовить на биполярных транзисторах. С этой целью может оказаться полезным сгруппировать схемы на ПТ по категориям; здесь особенно важным является, как мы это видим.

Схемы с высоким полным сопротивлением (слаботочные). Сюда относятся буферные или обычные усилители для тех применений, где ток базы или конечное полное входное сопротивление биполярных транзисторов ограничивает их характеристики. Хотя мы можем построить такие схемы на отдельно взятых ПТ, однако сегодняшняя практика отдает предпочтение использованию интегральных схем, построенных на ПТ. В некоторых из них ПТ используется только в качестве высокоомного входного каскада, а вся остальная схема построена на биполярных транзисторах, в других вся схема построена на ПТ.

Аналоговые ключи. МОП‑транзисторы являются превосходными аналоговыми ключами, управляемыми напряжением, как мы уже указывали в разд. 3.01. Мы еще обсудим вкратце данный предмет. И снова говоря «аналоговый ключ», мы должны в общем случае иметь в виду интегральные микросхемы, а не схемы, построенные на дискретных элементах.

Цифровая логика. МОП‑транзисторы доминируют при построении микропроцессоров, схем памяти и большинства высококачественных цифровых логических схем. Микромощные логические схемы изготавливаются исключительно на МОП‑транзисторах. Здесь, как и прежде, МОП‑транзисторы используются в составе интегральных схем. Далее мы увидим, почему ПТ отдается предпочтение перед биполярными транзисторами.

Мощные переключатели. Мощные МОП‑транзисторы часто бывают предпочтительнее биполярных транзисторов для переключения нагрузок, как мы уже показали в нашей первой схеме, приведенной в данной главе. Для таких применений используются мощные дискретные ПТ.

Переменные резисторы; источники тока. В «линейной» области стоковых характеристик ПТ ведут себя подобно резисторам, управляемым напряжением; в области «насыщения» они являются управляемыми напряжением источниками тока. Вы можете использовать эти присущие ПТ свойства в своих схемах.

Общая замена биполярных транзисторов. Вы можете использовать ПТ в генераторах, усилителях, стабилизаторах напряжения, радиоприемных схемах (по крайней мере в некоторых из них), – там, где обычно используются биполярные транзисторы. Применение ПТ не гарантирует улучшения схемы ‑ иногда такая замена желательна, иногда нет. Их следует просто иметь в виду как возможную альтернативу.

Давайте теперь посмотрим на указанные области применения. Для лучшего понимания мы слегка изменим порядок изложения.

 

 

3.06. Источники тока на ПТ с р‑n ‑переходом

 

ПТ используется в качестве источников тока в составе интегральных схем (в частности, в ОУ), а также иногда и в схемах на дискретных элементах. Простейший источник тока на ПТ показан на рис. 3.16; мы выбрали ПТ с p‑n ‑переходом, а не МОП‑транзистор, поскольку ему не требуется смещения затвора (режим с обеднением).

 

 

Рис. 3.16.

 

Из стоковых характеристик ПТ (рис. 3.17) видно, что ток будет приблизительно постоянным при U_СИ больше 2 В. Однако в силу разброса I_{С нач} величина этого тока непредсказуема.

 

 

Рис. 3.17. Семейство выходных характеристик n ‑канального ПТ с p‑n ‑переходом типа 2Ν5484: зависимость I_С (U_СИ) при различных значениях U_ЗИ при полном масштабе изменений параметров (а) и на начальном участке (б).

 

Например, устройство 2N5484 (типичный n ‑канальный транзистор с p‑n ‑переходом) имеет паспортную величину I_{С нач} от 1 до 5 мА. И все же эта схема привлекает своей простотой двухвыводного устройства, дающего постоянный ток. Существуют дешевые серийные «диодные стабилизаторы тока», представляющие собой всего лишь отобранные по току ПТ c p‑n ‑neреходом, у которых затвор соединен со стоком. Это токовые аналоги стабилитронов (стабилизаторов напряжения).

Приведем характеристики таких приборов из серии 1Ν5283‑1Ν5314:

 

 

Мы построили график вольт‑амперной характеристики устройства 1Ν5294, имеющего номинальный ток стабилизации 0,75 мА; рис. 3.18, а демонстрирует хорошее постоянство тока вплоть до напряжения пробоя (140 В для данного конкретного образца), тогда как из рис. 3.18, б видно, что полный ток данного устройства достигается при падении напряжения на нем несколько меньше 1,5 В.

 

 

В разд. 5.13 мы покажем, как можно использовать такого рода устройство для создания генератора пилообразного напряжения с острыми вершинами сигнала.

В табл. 3.4 дан неполный перечень устройств серии 1Ν5283.

 

 

Источник тока с автоматическим смещением. Вариация предыдущей схемы дает регулируемый источник тока у(рис. 3.19).

 

 

Рис. 3.19.

 

Резистор автоматического смещения R задает обратное смещение затвора I_CR, уменьшая I_C и приводя ПТ с p‑n ‑переходом в состояние, близкое к отсечке. Можно рассчитать значение R по выходным характеристикам для конкретного ПТ. Эта схема не только дает возможность устанавливать ток (который должен быть меньше I_{С нач}), но и сделать это более предсказуемым образом. Кроме того, эта схема является лучшим источником тока (с более высоким динамическим сопротивлением) в силу того, что истоковый резистор обеспечивает обратную связь по току (которую мы рассмотрим в разд. 4.07), а также потому, что характеристики ПТ с p‑n ‑переходом как источника тока при обратном смещении затвора всегда улучшаются, как это видно из приведенных на рис. 3.2 и 3.17 характеристик, где чем ниже кривая зависимости I_C от U_ЗИ, тем она ближе к горизонтали. Однако, конечно, надо помнить, что значение I_C, полученное при каком‑то значении U_ЗИ для данного конкретного ПТ, может отличаться от взятого из характеристики на значительную величину ввиду, технологического разброса. Если надо получить строго заданный ток, то можно использовать в цепи истока подстроечный резистор.

_{Упражнение 3.1. Подберите значение R для получения тока 1 мА в схеме источника тока на ПТ с p‑n ‑переходом 2N5484, используя полученные измерениями кривые, представленные на рис. 3.17. Теперь оцените, к чему приводит тот факт, что паспортные данные Ic нач для 2N5484 имеют разброс от 1 до 5 мА.}

 

Источник тока на ПТ с p‑n ‑переходом, даже с резистором в цепи истока, дает несколько изменяющийся ток при изменении напряжения, т. е. он имеет конечное выходное сопротивление, а не желаемое бесконечное значение Z _вых. Кривые рис. 3.17 показывают, например, что у транзистора 2N5484 при изменении напряжения стока в рабочем диапазоне от 5 до 20 В ток стока при замкнутых накоротко истоке и затворе (т. е. I_{С нач}) изменяется на 5 %. Эту вариацию можно уменьшить до 2 % или около того, включив в цепь истока резистор. Тот же прием, который был использован в схеме рис. 2.24, можно использовать и для источников тока на ПТ с p‑n ‑переходом, как это и сделано на рис. 3.20.

 

 

Рис. 3.20. Каскодная схема «потребителя» тока на ПТ с p‑n ‑переходом.

I_{СИ нас} (T₂) > I_{СИ нас} (T₁)

 

Идея (как и в случае с биполярными транзисторами) состоит в том, чтобы использовать второй ПТ с p‑n ‑переходом для поддержания постоянным напряжения сток‑исток в источнике тока. T₁ в этом случае является обычным источником тока на ПТ с p‑n ‑переходом с истоковым резистором.

T₂ – ПТ с p‑n ‑переходом с большим значением I_{С нач}, включенный «последовательно» с источником тока. Он пропускает постоянный ток стока T₁ в нагрузку, удерживая в то же время напряжение на стоке T₁ неизменным, а тем самым и напряжение затвор‑исток, что вынуждает T₂ работать с тем же током, что и T₁.

Таким образом, T₂ «экранирует» T₁ от колебаний напряжения на выходе; поскольку T₁ не подвержен вариациям напряжения стока, он «сидит на месте» и обеспечивает постоянный ток. Если вернуться к схеме зеркала Вилсона (рис. 2.48), то мы увидим, что здесь используется та же идея фиксации напряжения.

Вы можете распознать в этой схеме на ПТ с p‑n ‑переходом «каскодную» схему, которая обычно используется для преодоления эффекта Миллера (разд. 2.19).

Каскодная схема на ПТ с p‑n ‑переходом проще, чем на биполярных транзисторах, поскольку здесь не требуется напряжения смещения на затворе верхнего ПТ: ввиду того, что он работает в режиме с обеднением, можно просто заземлить его затвор (сравните с рис. 2.74).

_{Упражнение 3.2. Объясните, почему верхний ПТ с p‑n ‑переходом в каскодной схеме должен иметь более высокое значение I c нач, чем нижний ПТ. Помочь в этом может рассмотрение каскодной схемы на ПТ с p‑n ‑переходом без истокового резистора.}

 

Важно осознавать, что источник тока на хороших биполярных транзисторах обеспечит намного лучшие предсказуемость и стабильность, чем источник тока на ПТ с p‑n ‑переходом. Более того, построенные на ОУ источники тока, которые мы увидим в следующей главе, еще лучше. Например, источник тока на ПТ в типичном диапазоне температур и вариаций напряжения нагрузки может давать ток с отклонениями на 5 %, даже если подгонкой истокового резистора установить желаемый ток; в то же время источник тока на ОУ из биполярных или полевых транзисторов даст без особых усилий со стороны разработчика предсказуемость и стабильность лучше 0,5 %.

 

 

Усилители на ПТ

 

Истоковые повторители и усилители на ПТ с общим истоком – это аналоги эмиттерных повторителей и усилителей с общим эмиттером на биполярных транзисторах, о которых мы говорили в предыдущей главе. Однако отсутствие постоянного тока затвора дает возможность получить очень высокое входное сопротивление. Такие усилители необходимы, когда мы имеем дело с высокоомными источниками сигналов, встречающимися в измерительных схемах. Для некоторых специализированных применений вы, может быть, захотите построить повторители или усилители на дискретных ПТ, однако в большинстве случаев можно использовать достоинства, которыми обладают ОУ с ПТ‑входом. В любом случае стоит понять, как они работают.

Когда мы имеем дело с ПТ, то обычно применяется та же схема автоматического смещения, что и в источниках тока на ПТ с p‑n ‑переходом (разд. 3.06) с одним резистором смещения затвора, подключенным вторым выводом к земле (рис. 3.21); для МОП‑транзисторов требуется делитель, питаемый от источника напряжения стока, или расщепленный источник, как это было и в случае с биполярными транзисторами.

 

 

Рис. 3.21.

 

Резистор смещения затвора может иметь очень большое сопротивление (свыше МОм), поскольку ток утечки затвора измеряется наноамперами.

Крутизна. Отсутствие тока затвора делает естественным параметром, характеризующим усиление ПТ, крутизну – отношение выходного тока к входному напряжению:

g_m = i_вых / u_вх ·

Это отличается от того, как мы рассматривали биполярные транзисторы в предыдущей главе, где мы вначале носились с идеей усиления по току (i_вых/u_вх), а затем ввели ориентированную на параметр крутизны модель Эберса‑Молла: полезно было посмотреть на биполярные транзисторы с разных сторон, в зависимости от их применения.

Крутизна ПТ может быть оценена по характеристике либо по тому, насколько увеличивается I_С при переходе от одной кривой с фиксированным значением напряжения затвора к другой из семейства кривых (рис. 3.2 или 3.17), либо, что проще, по наклону кривых «передаточных характеристик» I_С ‑ U _ЗИ (рис. 3.14).

Крутизна зависит от тока стока (вскоре мы увидим как) и определяется просто как (Напомним, что строчными латинскими буквами обозначаются малосигнальные приращения.) Из этого выражения мы получаем коэффициент усиления по напряжению:

К_U = u_С / u _ЗИ = – R_Сi_С / u_ЗИ = – g_mR_C,

тот же результат, что и для биполярного транзистора в разд. 2.09, если заменить резистор нагрузки R_K на R_C. Как правило, крутизна ПТ равняется нескольким тысячам микросименс (мкСм) при токе стока в несколько миллиампер. Поскольку g_m зависит от тока стока, существует некоторая нелинейность, связанная с зависимостью коэффициента усиления от изменения тока стока на протяжении периода сигнала, подобно тому, как это бывает в усилителе с заземленным эмиттером, где g_m = 1/ r_Э пропорциональна I_С. Кроме того, ПТ в общем имеют значительно меньшую крутизну, чем биполярные транзисторы, что делает их менее подходящими для построения усилителей и повторителей. Рассмотрим это немного подробнее.

Сравнение крутизны ПТ и биполярных транзисторов. Чтобы перевести наше последнее замечание в числа, рассмотрим ПТ с p‑n ‑переходом и биполярный транзистор, каждый с рабочим током 1 мА. Представим, что они включены как усилители с общим истоком (эмиттером), а сток (коллектор) через резистор 5 кОм подключен к источнику питания 4‑10 В (рис. 3.22).

 

 

Рис. 3.22.

 

Не будем обращать внимания на детали смещения и сосредоточимся на рассмотрении коэффициента усиления.

Биполярный транзистор имеет r_Э, равное 25 Ом, а следовательно, g_m = 40 мСм и коэффициент усиления по напряжению – 200 (что можно получить прямым расчетом как – R_К / r_Э). Типичный ПТ с p‑n ‑переходом (например, 2N4220) имеет g_m порядка 2 мСм при токе стока 1 мА, давая коэффициент усиления по напряжению порядка –10. Это сравнение выглядит обескураживающим. Малая g_m дает также относительно высокое Z _вых в схеме повторителя (рис. 3.23): ПТ с p‑n ‑переходом имеет Z _вых = 1/ g_m, что в данном случае эквивалентно 500 Ом (независимо от сопротивления источника сигнала); в сравнении с этим биполярный транзистор имеет Z _вых = R_с / h_21Э + r_Э = R_с / h_21Э + 1/ g_m, равное R_с/h_21Э + 25 Ом (при 1 мА). Для типичного бета‑биполярного транзистора, скажем h_21Э = 100, и при разумных значениях сопротивления источника сигнала, скажем при R_c < 5 кОм, биполярный повторитель на порядок лучше (Z _вых равно 25–75 Ом). Отметим, однако, что при R_c > 50 кОм повторитель на ПТ с p‑n ‑переходом будет лучше.

 

 

Рис. 3.23. Выходное сопротивление повторителей напряжения на ПТ с p‑n ‑переходом (а) и биполярном транзисторе (б).

 

Чтобы видеть, что происходит, вернемся к выражениям зависимости тока стока ПТ от напряжения затвор‑исток и сравним с эквивалентным уравнением (Эберса‑Молла) зависимости тока коллектора биполярного транзистора от напряжения база‑эмиттер.

Биполярный транзистор (уравнение Эберса – Молла):

I_К = I_c [exp(U_БЭ / U_T) – 1],

где U_T = kT/q = 25 мВ, что дает g_m = dI_К / dU_БЭ = I_К / U_T для коллекторного тока, большого в сравнении с током «утечки» I_с. Это уже знакомый нам результат – r_Э (Ом) = 25/ I_К (мА), поскольку g_m = 1/ r_Э.

Полевой транзистор: в «субпороговой» области он имеет очень малый ток стока

 

что, будучи экспоненциальным подобием уравнения Эберса‑Молла, также дает пропорциональную зависимость крутизны от тока. Однако для наблюдающихся в реальности значений к (который зависит от геометрии ПТ, подвижности носителей и т. п.) крутизна ПТ несколько ниже, чем у биполярного транзистора, – около I /40 мВ для p ‑канального МОП‑транзистора и около I /60 мВ для n ‑канального МОП‑транзистора, тогда как у биполярных транзисторов она равна I /25 мВ. По мере увеличения тока ПТ входит в нормальную область «насыщения», где

I_С = k(U_ЗИ – U_Т)²,

что дает g_m = 2(k· I_С)^1/2. Это означает, что крутизна растет пропорционально лишь корню квадратному из I_С и становится намного меньше крутизны биполярного транзистора при тех же значениях рабочего тока (см. рис. 3.24).

 

 

Рис. 3.24. Сравнение g_m биполярных к полевых транзисторов, 1 – биполярный транзистор; 2 – р ‑канальный МОП‑транзистор; 3 – n ‑канальный МОП‑транзистор.

 

Увеличение постоянной к в предыдущих уравнениях (за счет увеличения отношения ширины канала к его длине) увеличивает крутизну (и ток стока при данном значении Um) в надпороговой области, но все равно крутизна остается меньше, чем у биполярного транзистора при том же токе.

_{Упражнение 3.3. Выведите предыдущие выражения для g m, взяв производную I вых относительно U вх.}

 

Проблему низкого коэффициента усиления в усилителях на ПТ можно разрешить, обратившись к нагрузке в виде источника тока (активной), однако вновь биполярный транзистор будет лучше в той же схеме. По этой причине редко можно видеть ПТ в схемах простых усилителей, если только не нужно использовать их уникальные входные параметры (исключительно высокое входное сопротивление и малый входной ток).

Обратите, внимание на то, что крутизна ПТ в области насыщения пропорциональна U_ЗИ – U_T; так, например, ПТ с p‑n ‑переходом, на затвор которого подано напряжение, равное половине напряжения отсечки, имеет крутизну примерно вполовину меньше, чем приведенная в паспорте (где она всегда дается при I_С = I_Снач, т. е. при U_ЗИ = 0).

Дифференциальные усилители. Можно использовать согласованные пары ПТ для построения входных каскадов с высоким полным входным сопротивлением биполярных дифференциальных усилителей, а также играющих важную роль ОУ и компараторов, которые мы встретим в следующей главе. Как отмечалось выше, значительный разброс U_ЗИ у ПТ приведет, вообще говоря, к большим значениям входного напряжения сдвига и его дрейфа, чем у аналогичного усилителя, построенного исключительно на биполярных транзисторах; зато входное полное сопротивление колоссально возрастет.

Генераторы. Вообще говоря, ПТ по своим характеристикам могут быть хорошей заменой биполярных транзисторов почти в любой схеме, которая выигрывает благодаря их уникально высокому полному входному сопротивлению и малому входному току смещения. Примерами таких схем являются высокостабильные LC‑генераторы и кварцевые генераторы, которые мы представим в разд. 5.18, 5.19 и 13.11.

Активная нагрузка. Так же как и для усилителей на биполярных транзисторах, в усилителе на ПТ можно заменить резистор нагрузки стока активной нагрузкой, т. е. источником тока. При этом можно получить очень большой коэффициент усиления по напряжению:

K _U = – g_mR_C (резистор нагрузки стока),

K _U = – g_mR₀ (источник тока),

где R₀ – полное сопротивление в цепи стока, обычно лежащее в диапазоне значений от 100 кОм до 1 МОм.

Одним из вариантов активной нагрузки является токовое зеркало, включенное в качестве нагрузки стока в дифференциальном каскаде на ПТ (см. разд. 2.18); эта схема, однако, не обеспечивает стабильного смещения, если не охватить ее общей цепью обратной связи. Токовое зеркало можно построить как на ПТ, так и на биполярных транзисторах. Часто это схемное решение применяется в ОУ на ПТ, которые мы увидим в следующей главе. Другой прекрасный пример применения метода активной нагрузки вы увидите в разд. 3.14, когда мы будем рассматривать линейный усилитель на КМОП‑транзисторах.

 

 

Истоковые повторители

 

Ввиду относительно малой крутизны ПТ часто предпочитают использовать построенный на ПТ «истоковый повторитель» (являющийся аналогом эмиттерного повторителя) в качестве входного буферного каскада для усилителя на обычных биполярных транзисторах, вместо того, чтобы пытаться прямо изготовить усилитель на ПТ с общим истоком. При этом сохраняются высокое входное сопротивление и нулевой постоянный входной ток ПТ, а большая крутизна биполярного транзистора позволяет получить большой коэффициент усиления в одном каскаде. Кроме того, у дискретных ПТ (т. е. не являющихся частью интегральной схемы) межэлектродные емкости выше, чем у биполярных транзисторов, вследствие чего в усилителях с общим истоком более сильно проявляется эффект Миллера (разд. 2.19); в схеме истокового повторителя, как и в эмиттерном повторителе, эффект Миллера отсутствует.

Повторители на ПТ с их высоким полным входным сопротивлением обычно применяются как входные каскады в осциллографах и других измерительных приборах. Во многих случаях высокое полное сопротивление бывает неотъемлемой особенностью источника сигнала, как, например, у конденсаторных микрофонов, pH ‑метров, детекторов заряженных частиц или микроэлектродов для снятия сигналов с живых объектов в биологии и медицине; во всех этих случаях полезен входной каскад на ПТ (дискретных или в составе интегральной схемы).

В схемотехнике встречаются случаи, когда и последующий каскад должен иметь малый входной ток или вообще его не иметь. Примеры тому – схемы «слежения и хранения» и пиковые детекторы, в которых конденсатор, запоминающий уровень напряжения, «сбросится», если вход последующего усилителя проводит слишком большой ток. Во всех этих случаях пренебрежимо малый входной ток ПТ является более важной характеристикой, чем его малая крутизна, что делает истоковый повторитель (или даже усилитель с общим истоком) весьма выгодной заменой эмиттерного повторителя на биполярных транзисторах.

На рис. 3.25 показан простейший истоковый повторитель.

 

 

Рис. 3.25.

 

Мы можем выразить амплитуду выходного сигнала, как делали это для эмиттерного повторителя в разд. 2.11, через крутизну. Имеем:

u_И = R_нi_С, так как i₃ пренебрежимо мал; при этом, поскольку i_С = g_mu_ЗИ = g_m (u₃ – u_И), то u_И = [ R_нg_m /(1 + R_нg_m)] u₃. При R_н >> 1/ g_m мы имеем хороший повторитель (u_И ~= u₃) с коэффициентом усиления, близким к единице, хотя всегда меньше единицы.

Выходное сопротивление. Предыдущую формулу для u_И можно было бы считать не приближенным, а точным выражением, если бы выходное сопротивление истокового повторителя было равно 1/ g_m, (попробуйте произвести соответствующие расчеты, рассматривая напряжение источника как источник, который будучи включен последовательно с 1/ g_m, работает на нагрузку R_н). Это точный аналог ситуации с эмиттерным повторителем, у которого выходное полное сопротивление равно r_Э = 25/ I _К или 1/ g_m. Легко показать, что истоковый повторитель имеет полное выходное сопротивление 1/ g_m, определив ток истока при сигнале, приложенном к выходу при заземленном затворе (рис. 3.26).

 

 

Рис. 3.26.

 

Ток стока в этом случае равен i_C = g_mu_ЗИ = g_mu, а r_вых = u / i_C = 1/ g_m.

Обычно r_вых составляет несколько сот ом при токах в несколько миллиампер. Как легко видеть, истоковые повторители не столь совершенны, как эмиттерные повторители.

У данной схемы два недостатка:

1. Относительно большое выходное полное сопротивление означает, что амплитуда выходного сигнала может быть значительно меньше, чем амплитуда входного, даже при высоком полном сопротивлении нагрузки, так как любое R_н образует в сочетании с выходным сопротивлением истока делитель. Кроме того, так как ток стока меняется на протяжении периода сигнала, поэтому g_m и вместе с ней выходное полное сопротивление будут изменяться, внося в выходной сигнал некоторую нелинейность (искажения). Эту ситуацию можно улучшить, используя ПТ с большой крутизной, но лучшим решением является комбинированный (ПТ‑биполярный транзистор) повторитель.

2. Так как величина U_ЗИ, необходимая для задания определенного рабочего тока, – трудно контролируемый при изготовлении параметр, то истоковый повторитель имеет непредсказуемое смещение по постоянному току ‑ серьезный минус при использовании в схемах со связями по постоянному току.

Активная нагрузка. Путем добавления нескольких элементов истоковый повторитель может быть очень сильно улучшен. Рассмотрим это поэтапно.

Во‑первых, заменим R_н источником тока (отбирающим ток, рис. 3.27).

 

 

Рис. 3.27.

 

Постоянный ток истока стабилизирует напряжение U_ЗИ, а это устраняет нелинейности. Для простоты можно считать, что значение R_н становится бесконечным – эффект, создаваемый источником тока в качестве нагрузки. Схема на рис. 3.27, б имеет еще одно преимущество в виде малого выходного сопротивления при сохранении приближенного постоянства тока истока U_БЭ / R_см. По‑прежнему, правда, существует проблема непредсказуемого (а потому ненулевого) напряжения смещения от входа к выходу U_ЗИ (для схемы 3.27, б – U_ЗИ + U_БЭ). Можно было бы, конечно, просто отрегулировать I_см к значению I_{С нач} для конкретного ПТ в схеме 3.27, а или отрегулировать также R_см на схеме 3.27, б. Но это решение плохо по двум причинам: а) требуется индивидуальная регулировка для каждого ПТ; б) даже и при этом I_С может сильно меняться (почти двукратно) при изменении температуры в рабочем диапазоне при данном U_ЗИ.

В более качественных схемах применяются согласованные пары ПТ с нулевым смещением (рис. 3.28).

 

 

Рис. 3.28.

 

T₁ и Т₂ – это согласованная пара на отдельном кремниевом кристалле. Т₂ отбирает ток точно отвечающий условию U_ЗИ = 0, поэтому, так как для обоих ПТ U_ЗИ = 0, T₁ есть повторитель с нулевым смещением. Так как оба ПТ находятся в одних и тех же температурных условиях, смещение остается почти нулевым при любой температуре. Обычно в предыдущей схеме добавляют небольшие истоковые резисторы (рис. 3.29).

 

 

Рис. 3.29.

 

Если чуть подумать, то будет ясно, что резистор R₁ необходим, а равенство R₁ = R₂ гарантирует, что U_вых = U_вх, если Т₁ и Т₂ согласованы. Эта модификация схемы улучшает предсказуемость I_С, позволяет установить значение тока стока, отличное от I_{С нач} и улучшает линейность, поскольку ПТ как источник тока работает лучше при значениях рабочего тока, меньших I_{С нач}. Такой повторитель широко применяется в качестве входного каскада усилителя вертикального отклонения осциллографа.

Чтобы «выжать» из схемы все возможное, можно добавить в нее цепь следящей обратной связи со стока (чтобы скомпенсировать входную емкость) и выходной каскад на биполярном транзисторе для получения низкого полного выходного сопротивления. Тот же выходной сигнал можно затем использовать для запитки внутреннего «защитного» экрана, эффективно понижающего влияние емкости экранированного кабеля, которая в противном случае катастрофически ухудшила бы параметры схемы с высоким сопротивлением источника сигналов и свела бы на нет большое полное входное сопротивление, свойственное буферному усилителю.

 

 

Ток затвора ПТ

 

Мы уже говорили вначале, что ПТ вообще и МОП‑транзисторы в особенности имеют практически нулевой ток затвора. Это, возможно, наиболее важное свойство ПТ и оно использовалось в описанных в предыдущем разделе высокоомных усилителях и повторителях. Существенным оно будет и в тех применениях, о которых речь впереди – самые существенные из них аналоговые ключи и цифровые логические схемы.

Разумеется, при пристальном рассмотрении мы увидим, что какой‑то ток через затвор все же течет. Это важно знать, поскольку наивная модель с нулевым током гарантирует, что раньше или позже, но вы ошибетесь. Фактически к возникновению конечного (ненулевого) тока затвора приводит ряд механизмов. Даже у МОП‑транзисторов изоляция затвора (двуокись кремния), несовершенна, что приводит к токам утечки, находящимся в пикоамперном диапазоне. У ПТ с p‑n ‑переходом «изоляция» затвора на самом деле является обратносмещенным диодным переходом и механизмы тока утечки через него те же, что и у обычного диода. Кроме того, ПТ с p‑n ‑переходом (n ‑канальные в особенности) подвержены дополнительному эффекту, известному как ток «ударной ионизации» затвора; он может достигать астрономических уровней. И наконец, как ПТ с p‑n ‑переходом, так и МОП‑транзисторы имеют динамический ток затвора, возникающий при воздействии сигналов переменного тока на емкость затвора; это может вызвать эффект Миллера, совсем как у биполярных транзисторов.

В большинстве случаев входной ток затвора пренебрежимо мал в сравнении с током базы биполярного транзистора, Есть, однако, ситуации, когда ПТ может фактически иметь более высокий входной ток! Рассмотрим ряд из них.

Утечка затвора. Полное входное напряжение усилителя (или повторителя) на ПТ на низких частотах ограничено утечкой затвора. В паспорте ПТ обычно указывается напряжение пробоя U_{3 макс}, определяемое как напряжение между затвором и каналом (исток и сток закорочены), при котором ток затвора достигает 1 мкА. При меньших напряжениях затвор‑канал ток утечки затвора I_{З ут}, опять‑таки при соединенных накоротко истоке и стоке, значительно меньше, и этот ток быстро падает до пикоамперного диапазона, когда напряжение затвор‑сток существенно меньше напряжения пробоя. У МОП‑транзисторов никогда нельзя допускать пробоя изоляции затвора; в данном случае утечка затвора определяется как некоторый максимальный ток утечки при определенном заданном в спецификации напряжении затвор‑канал. В интегральных усилительных схемах на ПТ (например, в ОУ на ПТ) для спецификации входного тока утечки применяется не дающий правильного представления о сути дела «входной ток смещения» I_см; обычно его величина лежит в пикоамперном диапазоне.

Хорошо здесь то, что ток утечки находится в пикоамперном диапазоне при комнатной температуре. Плохо, что он быстро нарастает (фактически экспоненциально) с ростом температуры, грубо говоря удваивается на каждые 10 °C. В противоположность этому ток утечки базы у биполярного транзистора практически отсутствует, в действительности имеется даже слабая тенденция к его уменьшению с ростом температуры. На рис. 3.30 даны в сравнении графики зависимости входного тока от температуры для нескольких операционных усилителей в интегральном исполнении.

 

 

Рис. 3.30. Входной ток усилителя на ПТ – это ток утечки затвора, который удваивается при повышении температуры на каждые 10 °C.

 

ОУ с ПТ‑входом имеют наименьшие значения входного тока при комнатной температуре (и ниже), однако их входной ток быстро растет с температурой, и их графики пересекают кривые усилителей с хорошо спроектированными входными каскадами на биполярных транзисторах, таких как LM11 и LT1012. Эти биполярные ОУ наряду с «призерами» среди ОУ на ПТ с p‑n ‑переходом по минимуму входного тока, такими как ОРА111 и AD549, весьма дороги. При этом, чтобы дать представление о том, чего можно ожидать от недорогих (ценой меньше доллара) ОУ, мы включили сюда также и ОУ, являющиеся повседневной «похлебкой», такие как биполярный ОУ типа 358 и ОУ на ПТ с p‑n ‑переходом LF411.

Ток ударной ионизации ПТ с р‑n ‑переходом. В дополнение к обычным эффектам утечки затвора в n ‑канальных ПТ с p‑n ‑переходом в гораздо большей степени проявляются токи утечки при работе с существенными уровнями U_СИ и I_С (ток утечки, оговариваемый в паспорте, измеряется при совершенно нереальных условиях U_СИ = I_С = 0!). Рис. 3.31 показывает, что происходит.

 

 

Рис. 3.31. Утечка затвора ПТ с p‑n ‑переходом быстро растет с ростом напряжения сток‑затвор и пропорциональна току стока.

 

Ток утечки затвора остается близким к I_{З ут} до тех пор, пока мы не достигнем критического напряжения сток‑затвор, при котором кривая круто взмывает вверх. Этот дополнительный ток «ударной ионизации» пропорционален току стока и он растет экспоненциально с ростом напряжения и температуры. Появление этого тока наблюдается при напряжении сток‑затвор, составляющем Приблизительно 25 % от U_{3 макс}, и он может добавлять в ток затвора микроампер и более. Очевидно, что «высокоомный буфер» с микроамперным входным током лишен смысла. Это то, что получится, если попытаться использовать 2N4868A в качестве повторителя с током стока 1 мА при напряжении питания 40 В.

Этот дополнительный ток утечки затвора есть недостаток, свойственный в первую очередь n ‑канальным ПТ и проявляется он при повышении напряжения сток‑затвор. Проблема допускает несколько решений: а) работайте при малых напряжениях сток‑затвор, либо при малом напряжении питания стока, либо используйте каскодные связи; б) используйте p ‑канальные ПТ с p‑n ‑переходом, у которых этот эффект намного слабее или в) применяйте МОП‑транзисторы. Самое главное, что позволит вам избежать неприятностей, – это не дать возможности захватить вас врасплох.

Динамический ток затвора. Утечка затвора – это эффект, проявляющийся на постоянном токе. Любой сигнал, поданный на затвор, неминуемо вызовет также переменный ток благодаря наличию емкости затвора. Рассмотрим усилитель с общим истоком. Как и в схеме на биполярных транзисторах, можно наблюдать эффект, вызванный просто емкостью входа относительно земли (С_вх), но есть еще мультипликативный емкостной эффект Миллера, который влияет на емкость обратной связи (С_ОС). Есть две причины, почему емкостной эффект проявляется у ПТ более серьезно, чем у биполярных транзисторов. Во‑первых, полевым транзисторам отдают предпочтение перед биполярными, когда хотят получить очень малый входной ток; при этом емкостные токи при тех же величинах емкостей принимают более угрожающие размеры. Во‑вторых, полевые транзисторы часто имеют значительно более высокие значения емкостей, чем эквивалентные биполярные.

Чтобы оценить емкостный эффект, рассмотрим усилитель на ПТ, предназначенный для работы с источником сигнала, имеющим сопротивление 100 кОм. Что касается постоянного тока, то здесь нет проблем, так как ток, равный пикоамперу, создает на внутреннем сопротивлении указанного источника падение напряжения всего в микровольт. Однако на частоте, скажем, 1 МГц входная емкость в 5 пФ создает шунтирующее полное сопротивление приблизительно 30 кОм, что серьезно ослабляет сигнал. Фактически любой усилитель попадает в неприятности, имея дело с высокоомным источником сигналов на высоких частотах, и обычное решение состоит в том, чтобы работать с низким полным сопротивлением (типичное значение 50 Ом) или использовать подстраиваемый LC‑контур для резонансной компенсации паразитной емкости. Ключ к пониманию проблемы состоит в том, чтобы не смотреть на ПТ‑усилитель как на нагрузку сопротивлением 10¹² Ом на частоте сигнала.

В качестве еще одного примера представим себе переключение 10‑амперной нагрузки с помощью мощного МОП‑транзистора (сколько‑нибудь мощные ПТ с p‑n ‑переходом отсутствуют), в духе рис. 3.32.

 

 

Рис. 3.32.

 

Кто‑то может наивно предположить, что затвор можно возбудить от слаботочного выходного сигнала цифровой логической схемы, например от так называемой КМОП‑логики, которая способна выдать ток порядка 1 мА при размахе сигнала от нуля до +10 В. На самом деле такая схема тут же вышла бы из строя, так как при токе возбуждения затвора 1 мА емкость 350 пФ обр. связи транзистора 2Ν6763 растянула бы процесс переключения на неспешные 20 мкс.

Но что еще хуже, динамические токи затвора (i₃ = C · dU _C/ dt) могут проходить на выход логического устройства и вывести его из строя благодаря непредсказуемым образом возникающему эффекту, известному как «защелкивание кремниевой полупроводниковой структуры» (более подробно о нем в гл. 8 и 9). При этом оказывается, что мощные биполярные транзисторы имеют сравнимые с ПТ величины емкостей и, следовательно, сравнимые динамические входные токи; однако когда вы проектируете схему возбуждения мощного биполярного 10‑амперного транзистора, вы заранее знаете, что в цепи возбуждения базы нужно обеспечить ток 500 мА или около того (через пару Дарлингтона или еще каким‑либо образом), в то время как у ПТ вы скорее всего будете ожидать гарантированно низкий входной ток. И вновь в этом примере несколько потускнел блеск ПТ как прибора со сверхвысоким полным сопротивлением.

_{Упражнение 3.4. Покажите, что схема на рис. 3.32 переключается за время около 20 мкс, в предположении, что допустимый ток возбуждения затвора составляет 1 мА.}