ЦИФРОВЫЕ СИСТЕМЫ ПЕРЕДАЧИ
УЧЕБНОЕ ПОСОБИЕ
ПРЕДИСЛОВИЕ
ВВЕДЕНИЕ
Решение задач по ускорению научно-технического прогресса невозможно без интенсификации развития отрасли «Связь», которая во многом обусловливает нормальное функционирование всех без исключения отраслей народного хозяйства Продолжение развития Единой национальной сети связи Украины (ЕНССУ) требует одновременного и пропорционального развития всех ее элементов: абонентских и коммутационных устройств вторичных сетей, первичной сети.
Развитие зоновой и магистральной первичной сетей планируется в основном не за счет строительства новых линейно-кабельных сооружений, а за счет модернизации уже существующих линий связи, путем замены устаревших многоканальных систем передачи новыми, более эффективными. Организовать в больших масштабах производство многоканальных систем передачи становится возможным за счет разработки, внедрения и освоения цифровых систем передачи (ЦСП) различных ступеней иерархии. Это объясняется высокой технологичностью ЦСП. Поэтому модернизация существующих линий связи будет во многих случаях сводиться к замене устаревших аналоговых систем (АСП) вновь разработанными цифровыми системами передачи.
Во всех рассмотренных вариантах ЦСП позволяет организовать приблизительно равное или большее количество каналов ТЧ, чем АСП, что при других достоинствах ЦСП делает ее предпочтительней.
Участками сети, на которых ЦСП не может конкурировать с АСП, являются магистральные сети ЕНССУ, построенные на коаксиальном кабеле типа КМБ..
Все существующие ЦСП являются четырехпроводными системами, поэтому на однокоаксиальном кабеле ВКПА взамен устаревшей АСП К-120 разрабатывается новая К-420, в которой также, как и в К-120, двухсторонняя связь организуется по двухпроводной двухполосной системе связи
Аналогичное положение создалось с аппаратурой систем передачи для ВЛС местных сетей. На сельской телефонной сети воздушные линии связи используются и будут широко использоваться в ближайшем будущем. В связи с низкой надежностью этих цепей четырехпроводный способ организации двухсторонней связи на ВЛС не применяют. Это одна из причин, по которой ЦСП не разрабатывают для ВЛС.
Кроме того, необходимо учесть, что ЦСП занимают более широкий спектр частот, чем АСП на то же самое количество каналов. Расширение полосы частот уменьшает расстояние между промежуточными станциями, увеличивает влияние помех, в том числе и радиопомех, а главное, увеличивает влияние между цепями. Поэтому на ВЛС применяют аналоговые системы передачи.
СТРУКТУРА И ИЕРАРХИЯ ЦСП
Цифровой системой передачи (ЦСП) называют разновидность многоканальной системы передачи первичной сети, в которой передача многоканального сигнала по линейному тракту этой системы ведется в цифровой форме.
ЦСП, как и любая многоканальная система передачи, состоит из оконечных станций ОС, промежуточных станций ПС и среды распространения (рис.1.1).
Рис. 1.1
Основные узлы оконечной станции ОС: АЦО-п — аналого-цифровое оборудование на п каналов ТЧ, ВГ0 — аппаратура временного группообразования и ОЛТ — оконечная аппаратура линейного тракта.
В АЦО происходит объединение каналов ТЧ в групповой сигнал и кодирование этого сигнала, в результате которого он из аналогового или импульсного преобразуется в цифровую двоичную форму. Обычно такое кодирование осуществляется с помощью импульсно-кодовой модуляции (ИКМ).
Объединение каналов ТЧ в передатчике и разъединение их в приемнике АЦО осуществляют чаще всего путем ВРК. В СССР и большинстве европейских стран узаконен способ построения АЦО, в котором количество каналов ТЧ n =30.
Соответствующее аналого-цифровое оборудование называют АЦО-30. Это оборудование используется для построения аппаратуры ЦСП на 30 каналов ТЧ (ИКМ-30) и на большее число каналов (ИКМ-120 и др.). При разработке аппаратуры ЦСП для сельского участка ЕАСС было разработано аналого-цифровое оборудование на 12 каналов ТЧ (двенадцатиканальный универсальный блок — ДУБ), которое будем в дальнейшем сокращенно обозначать АЦО-12, и на 15 каналов ТЧ (блок уплотнения каналов — БУК), которое будем также, унификации ради, сокращенно обозначать АЦО-15.
Рассмотрим назначение основных узлов функциональной схемы аналого-цифрового оборудования на примере АЦО-30 (рис. 1.2). АЦО-30 состоит из следующих блоков: приемопередатчик, КОДЕК — кодирующее и декодирующее устройство, ПК — преобразователь кода, УО — устройство объединения сигналов (в аппаратуре ИКМ-30 УО названо ФЛС — формирователь линейного сигнала.), УР — устройство разъединения сигналов, СУ — согласующее устройство, ДИ —устройство ввода цифровой информации в групповой тракт.
Рис. 1.2
В приемопередатчике (ПП) путем переключений организуется либо четырехпроводное, либо, с помощью дифсистемы ДС, двухпроводное окончание канала ТЧ. В передатчике ПП осуществляется формирование канальных сигналов и объединение их методом ВРК. В приемнике ПП осуществляется выделение канальных сигналов из группового и последующее преобразование их в исходную аналоговую форму. Ограничение пикового значения передаваемого сигнала и полосы частот его спектра в передатчике осуществляется с помощью ограничителя амплитуд ОА и фильтра нижних частот ФНЧ соответственно. Дискретизация непрерывного сигнала по времени осуществляется ключом передатчика КЛ.
В соответствии с теоремой Котельникова, частота дискретизации 
где fcм — частота среза ФНЧ (максимальная частота спектра передаваемого по каналу сигнала). Для канала ТЧ максимальная частота спектра сигнала fcм = 3,4 кГц. С целью упрощения ФНЧ частоту дискретизации выбирают fд= 8 кГц. Выделение данного сигнала и группового сигнала в приемнике ПП осуществляют с помощью ключа приемника КЛ. На выходе этого ключа формируется импульсный сигнал. Если выполняются условия теоремы Котельникова, то выделение непрерывного сигнала из импульсного сигнала типа АИМ можно осуществить с помощью ФНЧ. Формирование необходимого номинального уровня на выходе четырехпроводного окончания тракта приема канала ТЧ осуществляется УНЧ. С помощью кодирующего устройства кодека, групповой АИМ сигнал преобразуется в двоичный сигнал. При этом используется 8-разрядный симметричный двоичный код с законом компандирования А = 87,3/13.
Аппаратура ИКМ-30 предназначена для работы на соединительных линиях между АТС. Поэтому в состав АЦО-30 включены согласующие устройства СУ (в аппаратуре ИКМ-15, ЗОНА-15 блоки СУ и ДС располагаются в КНО и в состав БУК не входят), с помощью которых осуществляется передача сигналов управления взаимодействия (СУВ) между АТС. Это — занятие приборов АТС, набор номера, отбой, посылка, контроль посылки вызова и др. В СУ СУВ преобразуются в импульсные последовательности с тактовой частотой 500 Гц. СУВ всех 30 каналов передаются в ЦСП по общему канальному сигналу (ОКС) с использованием ВРК. Для этого выделяется 16-й канальный интервал в цикле передачи. СУВ передаются в 15 циклах сверхцикла, который состоит из 16 циклов с номерами 0, 1, 2,..., 15. СУВ 1-го и 16-го каналов передаются в 1-м цикле, 2-го и 17-го каналов — во 2-м цикле и т. д., 15-го и 30-го канала — в 15-м цикле. В нулевом цикле передается сигнал сверхцикловой синхронизации и дискретной информации, которую через устройство ДИ вводят непосредственно в групповой сигнал 30-канального цикла передачи. Групповой сигнал с выхода кодера, импульсы с выходов СУ и ДИ объединяются в общий групповой сигнал устройством УО. Сигнал с выхода УО поступает на преобразователь кода передачи ПКпер. В ПКпер. формируется биполярный сигнал (подробнее см. раздел 2.1) в виде последовательности прямоугольных импульсов чередующейся полярности. На первичной и более высокой ступенях иерархии, как правило, формируют импульсы с амплитудой 3 В и длительностью Т И = 0,5Т Т, где Т Т = 1/fТ — длительность тактового интервала. Биполярный сигнал не содержит постоянную составляющую и близкие к ней частоты, что позволяет передавать его с малыми искажениями по физическим цепям, на входе и выходе которых имеются согласующие трансформаторы.
АЦО-30 является законченным изделием, которое входит в состав не только аппаратуры ИКМ-30, но и в состав высших ступеней иерархии. При подключении АЦО-30 к другим блокам этих систем, которые часто размещаются на отдельных стойках, необходим соединительный кабель с согласующими трансформаторами. Трансформаторы не пропускают постоянный ток и близкие к нему частоты. Поэтому формирование биполярного сигнала в ПКпер. уменьшает искажения, вносимые такими трансформаторами. Преобразователь кода приемника ПКпр. осуществляет обратное преобразование биполярного сигнала в однополярный двоичный сигнал.
В некоторых случаях для формирования группового сигнала в АЦО ЦСП применяют частотное разделение каналов (ЧРК). При этом используются стандартные группы систем передачи с ЧРК: 60-канальная, т. е. вторичная группа (ВГ); 300-канальная, т. е. третичная группа (ТГ) и др. В устройствах таких АЦО сигнал, соответствующий ВГ или ТГ, кодируется и преобразуется в биполярный, как это было описано ранее. В техническом описании, аппаратуры ЦСП эти АЦО называют соответственно АЦО-ЧД-2 и АЦО-ЧД-3. Здесь используется не рекомендуемая ГОСТом терминология. Поэтому мы будем в дальнейшем эти АЦО сокращенно называть АЦО-ВГ и АЦО-ТГ соответственно.
В ОС, в которой количество каналов ТЧ N = n, сформированный в АЦО- n цифровой сигнал после дополнительного преобразования в ОЛТ передается по цепи. Такой метод построения ОС называют ОС с непосредственным кодированием. Так строятся ОС аппаратуры ИКМ-12М, ИКМ-15, ИКМ-30, ИКМ-ЗОС. В ЦСП с большим количеством каналов ТЧ (N>n) применяют, как правило, временное группообразование. При этом с помощью устройства временного группообразования (ВГо) цифровые потоки стандартных АЦО- n объединяются в общий цифровой поток, который после преобразования в ОЛТ передается в линию. Такой метод построения ОС называют ОС с группообразованием. Так строятся ОС аппаратуры ИКМ-120, ИКМ-480 и др.
Важнейшей характеристикой цифровых потоков является скорость В передаваемых двоичных импульсов. Величину В определяют максимальным числом двоичных единиц, передаваемых в секунду. Соответствующие единицы измерения обозначают кбит/с (т. е. тысяча двоичных единиц в секунду) или Мбит/с (т. е. миллион двоичных единиц в секунду) и т. д.
Такой же важной характеристикой цифрового потока является тактовая частота ат. Тактовая частота — это частота следования импульсов линейного сигнала. Линейный сигнал ЦСП формируется ПК и оборудованием линейного тракта ОЛТ. Характеристики линейного сигнала определяются выбранным методом преобразования двоичного сигнала в линейный сигнал с помощью соответствующего кода. Сформированный линейный сигнал должен быть удобен для передачи по линейному тракту ЦСП. К нему предъявляется также ряд дополнительных требований. Для чаще всего применяемых кодов типа ЧПИ и МЧПИ (см. подробнее раздел 2.1) fT = B. При этом необходимо помнить, что скорости передачи В кбит/с соответствует fТ кГц, а В Мбит/с — fТ МГц. Далее будет показано, что полосу частот Δ fИКМ, занимаемую в линейном тракте ЦСП с ИКМ, для указанных кодов можно приближенно определить:
. (1.1)
Видно, таким образом, что так же, как границы плана частот являются важной характеристикой СП-ЧРК, тактовая частота fТ и скорость передачи цифрового сигнала В являются важнейшими характеристиками ЦСП.
Скорость передачи группового сигнала В определяется скоростью передачи цифрового потока В1к, необходимого для качественного описания сигнала одного канала ТЧ, и числом NИ канальных временных интервалов ТК в цикле передачи. При этом:
. (1.2)
Скорость В1К определяется частотой следования отсчетов сигнала в канале ТЧ (т. е. частотой дискретизации fд) и числом импульсов двоичного (ИКМ) сигнала m (числом разрядов кода ИКМ), которое необходимо использовать для качественного воспроизведения амплитудных значений передаваемых отсчетов. Так как на каждый отсчет передаваемого сигнала приходится m импульсов двоичного (ИКМ) сигнала, то
. (1.3)
Здесь частота дискретизации fд определяется теоремой Котельникова. Из (1.2) и (1.3) следует, что
. (1.4)
Так, например, для АЦО-30 NИ = 32, m = 8, fд = 8 кГц. Поэтому В1К = 64 кбит/с, а суммарная скорость цифрового потока АЦО-30 В = 2048 кбит/с. Количество канальных интервалов NИ в цикле определяется количеством каналов ТЧ N, но при этом всегда N < NИ. Дело в том, что в цикл передачи приходится вводить дополнительные импульсные последовательности, которые используются для цикловой синхронизации, передачи сигналов управления и взаимодействия между абонентами и АТС (СУВ), передачи дискретной информации ДИ непосредственно в групповом тракте ЦСП. Для приближенных расчетов можно полагать N ≈ NИ. Тогда
. (1.5)
Временное объединение цифровых потоков осуществляется несколькими ступенями, причем скорость В на выходе ВГо каждой ступени регламентирована определенной величиной. Такое ступенчатое построение многоканальных ЦСП, при котором осуществляется последовательное объединение групп каналов (цифровых потоков) в цифровые потоки со стандартизованной скоростью передачи, называют иерархией ЦСП.
Рис. 1.3
Принципы построения ЦСП каждой ступени иерархии иллюстрируются рис.1.3 и табл.П.1.1. Эти принципы для первой и последующих ступеней узаконены МККТТ.
Скорость передачи цифрового потока первой ступени иерархии 2,048 Мбит/с. Такая скорость необходима для организации 30 типовых каналов ТЧ. Аппаратуру со скоростью передачи линейного сигнала 2,048 Мбит/с называют аппаратурой первичной ЦСП (ПЦСП). Имеется большое разнообразие аппаратуры ПЦСП. В СССР примером такой аппаратуры является ИКМ-30.
Скорость передачи цифрового потока вторичной ЦСП(ВЦСП) 8,448 Мбит/с. Он может быть образован путем временного объединения четырех потоков ПЦСП (2,048 Мбит/с) с помощью аппаратуры вторичного временного группообразования (ВВГ). При этом скорость передачи цифрового потока на выходе ВВГ В > 2,048×4 Мбит/с, так как в этот цифровой поток вводятся дополнительные импульсные последовательности, необходимые для согласования скоростей четырех объединяемых потоков ПЦСП, сверхцикловой синхронизации и для передачи дискретной информации (ДИ) непосредственно в групповом тракте ВЦСП. Цифровой поток ВЦСП 8,448 Мбит/с может быть образован и другим способом: путем объединения трех цифровых потоков по 2,048 Мбит/с от аппаратуры АЦО-ВГ, преобразующей 60-канальную вторичную группу СП-ЧРК в цифровую форму с цифровым потоком 2,048 Мбит/с от АЦО-30.
Скорость передачи цифрового потока третичной ЦСП (ТЦСП) 34,368 Мбит/с. Он может быть образован путем временного объединения четырех потоков ВЦСП (8,448 Мбит/с) с помощью аппаратуры третичного временного группообразования ТВГ. Скорость передачи цифрового потока на выходе ТВГ В > 8,448×4 Мбит/с, так как в этот цифровой поток вводятся дополнительные импульсные последовательности, необходимые для согласования скоростей передачи четырех объединяемых потоков ВЦСП, сверхцикловой синхронизации и для передачи дискретной информации непосредственно в групповом тракте ТЦСП. Цифровой поток ТЦСП 34,368 Мбит/с может быть образован и другим способом: путем объединения трех цифровых потоков по 8,448 Мбит/с от аппаратуры АЦО-ТГ, преобразующей 300-канальную третичную группу СП-ЧРК в цифровую форму с цифровым потоком 8,448 Мбит/с от аппаратуры ВВГ.
Скорость передачи цифрового потока четверичной ЦСП (ЧЦСП) 139,264 Мбит/с. Он может быть образован путем временного объединения четырех потоков ТЦСП (34,368 Мбит/с) с помощью аппаратуры ЧВГ. Скорость передачи цифрового потока на выходе ЧВГ В > 34,368×4 Мбит/с, так как в этот цифровой поток вводятся дополнительные импульсные последовательности, необходимые для согласования скоростей передачи четырех объединяемых потоков ТЦСП и сверхцикловой синхронизации. Цифровой поток ЧЦСП 139,264 Мбит/с может быть образован и другим способом: путем объединения трех цифровых потоков по 34,368 Мбит/с от аппаратуры АЦО-ТВ, преобразующей сигнал цветного телевизионного вещания ТВ в цифровую форму с цифровым потоком 34,368 Мбит/с от аппаратуры ТВГ.
Линейные сигналы всех ступеней ЦСП формируются соответствующими ПК и ОЛТ. С ОЛТ начинается линейный тракт ЦСП. В него входят среда распространения цифрового сигнала (для кабельных ЦСП — физическая цепь) и промежуточные станции (ПС). Отличительной особенностью ЦСП от аналоговых систем передачи (АСП) является использование в качестве основного элемента промежуточной станции регенератора. Регенератором называют устройство, с помощью которого ослабленный и искаженный линией цифровой сигнал восстанавливается (регенерируется) по форме. Возможность использования регенераторов улучшает качественные характеристики ЦСП.
На линиях малой протяженности ПС представляют собой необслуживаемые регенерационные пункты (НРП), питаемые дистанционно. На длинных магистралях возникает необходимость применять обслуживаемые регенерационные пункты (ОРП), которые используются также для питания НРП. В качестве ОРП используются дна ОЛТ оконечной станции, как это показано на рис. 1.1. Так как преобразование аналоговых сигналов в цифровую форму происходит в основном с помощью ИКМ, то соответствующая аппаратура ЦСП всех ступеней преобразования называется ИКМ (см. табл. П. 1.1). Цифра указывает максимальное число каналов ТЧ, которое можно организовать с помощью данного варианта аппаратуры. Например: ИКМ-120 — аппаратура ВЦСП на 120 каналов ТЧ, ИКМ-480 —аппаратура ТЦСП на 480 каналов ТЧ и т. д.
В СССР первоначально были разработаны малоканальные ЦСП для сельских телефонных сетей (СТС). Это аппаратура типа ИКМ-12 (в настоящее время используется модернизированный ее вариант ИКМ-12М) и ИКМ-15. Скорость передачи этих систем В < 2,048 Мбит/с, поэтому их отнесли к самой низшей ступени иерархии и назвали субпервичными ЦСП (СЦСП). Аппаратура ПЦСП и ВЦСП используется на ГТС для организации большого пучка соединительных линий между АТС, аппаратура ВЦСП и ТЦСП — для внутризоновой связи ВЗС, и только многоканальные ЦСП третичной и четверичной ступеней иерархии предлагается использовать на магистральных линиях связи МС.
На рис. 1.4 показана структурная схема аппаратуры ПЦСП (ИКМ-30, ИКМ-ЗОС), использующая непосредственное кодирование. Цифровой поток ПЦСП 2048 кбит/с можно получить, применяя АЦО-15 и аппаратуру первичного временного группообразования ПВГ (рис. 1.5). Так в комплексе ЗОНА-15 строится ОС на скорость 2048 кбит/с. Здесь блок, реализующий ПВГ (называется ВГ-15×2), осуществляет синхронное объединение двух потоков со скоростями 1024 кбит/с в один поток 2048 кбит/с.
В соответствие с иерархией (см. рис. 1.3), структурная схема тракта передачи аппаратуры временного группообразования ВГо на первичной и высших ступенях иерархии имеет вид, показанный на рис. 1.6.
В качестве примера рассмотрим структурные схемы двух вариантов построения ОС аппаратуры ВЦСП ИКМ-120.
В первом варианте (рис. 1.7) используются четыре блока АЦО-30, выходы которых. объединяются с помощью устройства вторичного временного группообразования ВВГ.
Рис.1.4 Рис.1.5
Таким образом, в этом варианте цифровым потоком со скоростью 8448 кбит/с передаются сигналы 120 каналов ТЧ.
Рис.1.6
Функциональная схема АЦО-30 (рис.1.2) была пояснена ранее. Структурные схемы ВВГ и ОЛТ приведены на рис.1.8 и рис.1.9 соответственно. Рассмотрим назначение узлов этих схем. Цифровые сигналы 30-канальных групп с четырех выходов АЦО-30 биполярным квазитроичным кодом подаются на четыре входа ВВГ. Каждый из этих четырех цифровых потоков преобразуется в двоичную форму ПКпр. и поступает в блок асинхронного сопряжения тракта передачи БАСпер. В БАСпер. осуществляется запись двоичного сигнала с приходящей скоростью и воспроизведение его со скоростью, которая определяется генераторным оборудованием блока ВВГ, общим для всех БАС пер. четырех потоков. Для коррекции накапливающихся временных сдвигов между моментами записи и считывания в БАС пер. формируются специальные команды о рассогласовании скоростей, которые вместе с информационными сигналами вводят в цикл передачи с помощью устройства объединения УО этих сигналов от всех БАС пер. Сформированный УО групповой цифровой сигнал преобразуется в биполярный ПК пер. и через тракт передачи ОЛТ подается на вход цепи. Приемная часть ВВГ осуществляет обратное преобразование, выделяя из группового потока 8448 кбит/с четыре потока по 2048 кбит/с с помощью преобразователя кода приемника ПК пр., устройства разъединения УР, блока асинхронного сопряжения приема БАС пр. и ПК пер.
Рис 1.7
В тракте передачи ОЛТ осуществляется подключение аппаратуры к цепи с помощью линейного трансформатора ЛТр для того, чтобы согласовать выходное сопротивление ОС с входным сопротивлением цепи, обеспечить симметричный выход, подать (в среднюю точку выходной обмотки) ток ДП для дистанционного питания НРП.
Рис. 1.8
В приемной части ОЛТ находятся ЛТр и оконечный регенератор ОР, с помощью которого осуществляется восстановление (регенерация) формы принимаемого импульсного сигнала, искаженного и ослабленного цепью. Известно, что первичные системы передачи предоставляют потребителям не только каналы ТЧ, но и ряд других каналов: вещания — ЗВ, телевидения — ТВ и др. Среди них все более широкое распространение получают широкополосные каналы, построенные на базе стандартных групп СП-ЧРК. Это — первичный широкополосный канал (ПШК), который использует полосу частот первичной группы (ПГ) 60... 108 кГц, вторичный широкополосный канал (ВШК), который использует полосу частот вторичной группы (ВГ) 312... 552 кГц и т. д. В настоящее время по ВШК работает аппаратура «Газета», с помощью которой из Москвы организуется печатание центральных газет во всех крупных городах нашей страны. Для передачи таких сигналов, а также для организации высокочастотного транзита вторичных групп из АСП в ЦСП во втором варианте ОС аппаратуры ИКМ-120 предусмотрено АЦО-ВГ.
На рис. 1.10 показаны два метода построения тракта передачи АЦО-ВГ:
— путем непосредственного кодирования сигнала в спектре основной ВГ 312...552 кГц (рис. 1.10,а),
— путем кодировании сигнала, предварительно преобразованного из спектра 812... 552 кГц в полосу частот 12... 252 кГц (рис. 1.10,б).
Рис.1.10
Для определения скорости передачи В цифрового потока, с помощью которого можно передать ВГ, воспользуемся выражением (1.4), полагая в нем NИ =1, m =10, a fд ≥ 2fСМ. При непосредственном кодировании ВГ fСМ =552 кГц. При кодировании преобразованной ВГ fСМ =252 кГц. Поэтому в первом случае (см. рис. 1.10,а) В > 11 Мбит/с, а во втором (рис. 1.10,б) — В > 5 Мбит/с. Ясно, что вариант АЦО-ВГ, в котором кодируется ВГ, преобразованная в полосу частот 12... 252 кГц, является предпочтительней, так как позволяет использовать для передачи ВГ только три цифровых потока со скоростями по 2048 кбит/с каждый (рис. 1.11).
Рис. 1.11
Структурная схема соответствующего варианта ОС аппаратуры ИКМ-120 показана на рис. 1.12.
Рис. 1.12
Видно, что в этом, втором, варианте аппаратуры ИКМ-120 по линейному тракту ВЦСП можно передать. одну ВГ с помощью АЦО-ВГ (тремя потоками по 2048 кбит/с каждый) и 30 каналов ТЧ с помощью АЦО-30. Объединение всех четырех потоков осуществляется в тракте передачи ВВГ, а сопряжение с физической цепью — в ОЛТ.
Аналогично строятся ОС более высоких ступеней иерархии.
ЛИНЕЙНЫЙ ТРАКТ ЦСП
ФОРМИРОВАНИЕ ЦИФРОВОГО СИГНАЛА В ЛИНИИ ПЕРЕДАЧИ
Линейный тракт ЦСП начинается с оборудования линейного тракта оконечной станции (см. раздел 1). На выход ОЛТ подается цифровой сигнал, сформированный так, чтобы его удобно было передать по линии. Рассмотрим соображения, которыми руководствуются при формировании такого сигнала.
Обязательным элементом ОЛТ является линейный трансформатор. Известно, что любой трансформатор не пропускает постоянный ток. Частотная характеристика трансформатора вносит бесконечно большое затухание на нулевой частоте и большое затухание на близких к ней частотах. В то же время однополярный двоичный сигнал ИКМ содержит постоянную составляющую. Более того, нулевая частота («постоянная составляющая») и близкие к ней частоты имеют самые большие амплитуды.
В качестве примера на рис. 2.1, а показан энергетический спектр G(f) случайной последовательности однополярных импульсов с постоянным (детерминированным) периодом ТТ и длительностью импульса ТИ. Видно, что этот спектр состоит из непрерывной Gн (f) и дискретной Gд (f) составляющих. При этом
, (2.1)
где сР— среднее значение импульсной последовательности, 
— дисперсия случайных амплитуд импульсов передаваемого сигнала. Можно показать, что огибающие спектров GH и Gд пропорциональны SИ2(f), где SИ(f) — спектр одиночного импульса этой случайной последовательности.
. (2.2)
Здесь 
- тактовая частота ЦСП;
,
где q=υTИ, υ — амплитуда прямоугольного импульса, ТИ — его длительность.
Спектр SИ(f), а поэтому и G(f), имеет вид затухающих лепестков, период которых по частоте равен 1/ ТТ. Непрерывная составляющая энергетического спектра — это составляющая со сплошным спектром (на рис.2.1, заштрихована).
Дискретная составляющая спектра — линейчатая, она состоит из отдельных частот: нулевой, основной частоты следования импульсов 1/ ТИ, а также гармоник этой частоты 2/ ТИ, 3/ ТИ и т. д. Амплитуда постоянной составляющей самая большая. Амплитуды частотных составляющих GH(f) и Gд(f) в низкочастотной части спектра выше, чем на других его участках. Поэтому такой сигнал, проходя через тракт с линейными трансформаторами, претерпевает большие искажения, так как частотная характеристика линейного трансформатора подавляет самые мощные составляющие его спектра. Это обстоятельство и вынудило преобразовать двоичный сигнал кодера ИКМ в цифровой сигнал, в котором постоянная составляющая и близкие к ней частоты отсутствуют (или почти отсутствуют). При этом уменьшаются и искажения, вносимые большим затуханием на низких частотах линейным трансформатором.
Рис. 2.1
Формирование цифрового сигнала с подавленными низкочастотными составляющими — основное назначение преобразователя кода (ПК). Как будет показано ниже, получить цифровой сигнал с такими свойствами удается за счет перехода от однополярного двухуровневого сигнала к двухполярному многоуровневому сигналу, обладающему избыточностью. Например, двоичный ИКМ сигнал, амплитудные значения которого условно изображают 0 или 1, преобразуется в троичный сигнал вида +1, 0, —1.
Оказалось, что подавление постоянной составляющей связано также с уменьшением мощности спектральных составляющих цифрового сигнала, которые расположены в районе тактовой частоты fТ. При этом уменьшается полоса частот цифрового сигнала, что позволяет уменьшить полосу пропускания входных цепей регенератора и, тем самым, мешающее действие помех. Значительное сокращение необходимой полосы частот цифрового сигнала возможно при использовании многоуровневых кодов. Сокращение полосы частот уменьшает действие помех, однако при этом увеличивается количество амплитудных градаций цифрового сигнала, что связано с ухудшением помехоустойчивости. Компромисс между этими двумя противоречивыми тенденциями определяет оптимальное количество уровней цифрового сигнала, которое, по расчетам, больше трех.
Избыточность кода цифрового сигнала в линии позволила использовать его для контроля исправности линейного тракта без перерывов связи. Возможность организации такого контроля стала важной характеристикой применяемого кода.
При построении регенераторов необслуживаемых регенеративных пунктов выяснилось, что характеристики цифрового сигнала в линии существенно влияют на работоспособность схем восстановления тактовых интервалов (ВТИ), а, значит, на параметры регенератора и линейного тракта в целом. Поэтому при построении перекодирующих устройств стали требовать от сформированного ПК линейного сигнала таких свойств, которые позволили бы выделить из него информацию о тактовых интервалах с высокой точностью, т. е. с малыми фазовыми дрожаниями.
Подводя итоги сказанному, сформулируем основные требования, которым должен удовлетворять цифровой сигнал в линии передачи:
— минимум энергии низкочастотных и высокочастотных составляющих энергетического спектра;
— возможность качественного выделения тактовых интервалов;
— возможность контроля качества линейного тракта без перерыва связи.
Рассмотрим, как влияют сформулированные выше требования на параметры импульсной последовательности передаваемого сигнала. Для этого вернемся к рис. 2.1. На этом рисунке слева приведены временные диаграммы, а справа — диаграммы энергетических спектров четырех вариантов импульсных последовательностей с детерминированным периодом ТТ, фиксированной длительностью импульса ТИ (разной для различных вариантов) и различной полярностью. В варианте а ТИ << ТТ: он подробно рассмотрен ранее. В варианте б ТИ = ТТ.
Напомним, что частоты дискретной составляющей спектра кратны 1 / ТИ , а их амплитуда определяется затухающей и осциллирующей огибающей, которая пропорциональна квадрату спектра одиночного импульса SИ(f). Нули огибающей идут на частотах к/ ТИ , где к =1, 2, 3,... Так как в варианте б ТИ = ТТ, то дискретные составляющие G(f), равные и кратные 1/ ТИ попадают в нули огибающей SИ2(f) и поэтому отсутствуют в энергетическом спектре. Нулевая частота («постоянная составляющая») попадает на максимум огибающей, поэтому ее амплитуда А0 ≠0. Более того, можно показать, что А0 для этого варианта максимальна.. Действительно, постоянная составляющая определяется средним значением сигнала за большой отрезок времени. Среднее значение импульсного сигнала зависит от длительности импульсов ТИ этого сигнала. В рассматриваемом варианте ТИ максимально, поэтому максимально и значение А0.
В соответствии с первым требованием к цифровому сигналу, необходимо, чтобы значение А0 было минимальным (А0 = 0). В соответствии со вторыми требованиями, желательно иметь в спектре G (f) дискретную составляющую с частотой fT. Колебание частоты f T (обозначим амплитуду этого колебания АТ) можно выделить узкополосным полосовым фильтром (УПФ) и сформировать из него периодическую последовательность импульсов тактовой частоты f T (т. е. выделить тактовые интервалы).
Как видно, сигнал варианта б ни первому, ни второму требованиям не удовлетворяет, так как А0 максимальна, а АТ =0. Уменьшение длительности импульсов ТИ < ТТ приводит к появлению дискретной составляющей частоты fT с амплитудой АТ (см. варианты а и в). Можно показать, что величина АТ максимальна при Т И = 0,5 ТТ. Поэтому второму требованию лучше удовлетворяет импульсная последовательность варианта в, у которой Т И = 0,5 ТТ. Однако и в этом случае А0=0, так как рассматривается только однополярный импульсный сигнал.
Применение биполярного сигнала (вариант г) позволяет уменьшить постоянную составляющую (говорят, сбалансировать постоянную составляющую) при использовании специальных кодов. Имеется большое количество балансных кодов, формирующих биполярный трехуровневый сигнал, у которых постоянная составляющая А0 ≈ 0. Одним из таких наиболее простых и чаще всего используемых кодов является код с чередованием полярностей импульсов (ЧПИ) (Alternation mark inversion signal, или, сокращенно, AMI). Цифровой сигнал в линии в этом случае является биполярным троичным (см. рис. 2.1,г и 2.2,б). Однако способ его построения не удовлетворяет правилам преобразования сигнала из двоичного в троичную систему счисления, и поэтому такой сигнал называют квазитроичным.
Алгоритм работы преобразователя кода приведен в табл. 2.1 и иллюстрируется временными диаграммами рис 2.2. Возможны две разновидности такого кодирования. Выходные сигналы ПК этих вариантов отличаются знаком и показаны в колонках табл. 2.1 «Выход 1» и «Выход 2».
Таблица 2.1
| Вход | Выход 1 | Выход 2 |
| 11 | +1 | -1 |
| 12 | -1 | +1 |
| 13 | +1 | -1 |
| 14 | -1 | +1 |
| … | … | … |
В первом столбце табл. 2.1 показаны элементы входного сигнала 0 и 1. Во всех вариантах кодирования нуль входного сигнала ПК остается нулем на выходе. А вот единица входного сигнала преобразуется по-разному, в зависимости от того, какой по счету во времени эта единица появилась на входе ПК. Первая единица (она обозначена 11) преобразуется на выходе в +1; вторая единица (она обозначена 12) преобразуется в —1 и т. д.
Рис. 2.2 Рис. 2.3
Иными словами, каждая нечетная единица входного сигнала не изменяет свой знак на выходе ПК, а каждая четная единица входного сигнала изменяет знак на выходе ПК.
Построить схему такого преобразователя можно различными способами. Один из них показан на рис. 2.3. Схема состоит из двух идентичных трактов, в каждом из которых последовательно включены схема совпадения на два входа и формирующее устройство (ФУ). ФУ представляет собой схему одновибратора (ждущего мультивибратора), который при поступлении единицы на его вход выдает один импульс заданной высоты и длительности ТИ.
Входной сигнал поступает на схемы совпадения как верхнего, так и нижнего трактов, а также на вход триггера Т со счетным входом. Триггер Т опрокидывается каждой единицей входного сигнала. В исходном состоянии триггер Т открывает схему совпадения верхнего тракта и пропускает первую единицу на формирующее устройство ФУ1 этого тракта. Первая единица входного сигнала, запустив ФУ1, опрокидывает триггер Т и тем самым открывает схему совпадения второго тракта. Поэтому вторая единица входного сигнала запустит формирующее устройство ФУ2 нижнего (второго) тракта и опрокинет триггер Т, открывая схему совпадения верхнего (первого) тракта, и т. д. Видно, таким образом, что единицы входного сигнала по очереди включают сигналы ФУ1 (нечетными единицами), а затем ФУ2 (четными единицами).
Формирующие устройства верхнего и нижнего трактов подсоединены к общему выходу через вычитающее устройство ВУ. Поэтому нечетные импульсы входного сигнала проходят на выход ПК со своим положительным знаком, а четные импульсы входного сигнала становятся на выходе ПК отрицательными. Так как начальное положение триггера со счетным входом не определено заранее, то процесс кодирования может происходить иначе, как это показано в колонке «Выход 2» табл. 2.1. Свойства сигнала при этом остаются прежними.
Можно показать, что энергетический спектр квазитроичного сигнала с ЧПИ, при условии, что символы двоичного входного сигнала ПК независимы и равновероятны, равен
(2.3)
где G (f) - энергетический спектр входного однополярного двоичного сигнала (см. (2.1)). Графики G(f) и Gчпи (f) приведены справа на рис. 2.1, в и г соответственно. Так как множитель 
равен нулю на частотах дискретной составляющей Gд(f), т. е. на частотах f = 0, fT, 2 fT, то соответствующие нули появляются и в спектре произведения GЧПИ(f). Учитывая это обстоятельство, а также то, что для двоичного сигнала с равновероятным появлением 0 и 1 дисперсия σС2 = 0,5, получаем:
(2.4)
Видно, что в спектре цифрового сигнала, сформированного кодом ЧПИ, отсутствует постоянная составляющая. Отсутствие постоянной составляющей можно также увидеть непосредственно из временной диаграммы этого сигнала (см., например, рис. 2.2, б). Так как полярности токовых импульсов (единиц) чередуются, то среднее значение этого сигнала за большой отрезок времени («постоянная составляющая») равно нулю. Одновременно с подавлением постоянной составляющей уменьшается и ширина спектра цифрового сигнала.
Строго говоря (см. рис. 2.1), ширина спектра цифрового сигнала любого из рассмотренных вариантов бесконечно большая. Однако передавать спектр такой ширины нет ни возможности, ни целесообразности. Дело в том, что более 90% всей энергии цифрового сигнала сосредоточено в первом лепестке его энергетического спектра. Поэтому с достаточной степенью точности ширину спектра цифрового сигнала ΔfИКМ можно определять шириной первого лепестка его энергетического спектра. Видно, что при ТИ =0,5 ТТ
2 fТ, для однополярного двоичного сигнала,
Δ f ИКМ = (2.5)
fТ, для квазитроичного сигнала.
Именно этими соображениями и руководствуются, определяя ширину спектра ЦСП ΔfИКМ (1.1).
Вернемся к сравнению вариантов цифрового сигнала рис. 2.1. Видно, что первому основному требованию к цифровому сигналу, передаваемому по линии удовлетворяет только квазитроичный сигнал (см. рис. 2.1,г). К сожалению, в спектре этого сигнала, одновременно с подавленной постоянной составляющей, оказались подавлены и все дискретные составляющие, в том числе составляющая с частотой fТ, которая необходима для работы блока выделителя тактовых интервалов (ВТИ). Поэтому, в дальнейшем, во входных цепях блока ВТИ устанавливают двухполупериодный выпрямитель, который преобразует двухполярный сигнал ЧПИ в однополярный и формирует тем самым дискретную составляющую fТ, (см. рис. 2.1,в). Частота fТ, выделяется далее фильтром УПФ. Выпрямитель является, по существу, устройством обратного преобразования сигнала ЧПИ в двоичный ИКМ сигнал. Поэтому он используется в приемнике оконечной станции ЦСП как преобразователь кода приема.
Более детальный анализ влияния цифрового сигнала на работу блока ВТИ показал, что основные отклонения фазы сформированных тактовых импульсов возникают, если в сигнале имеется подряд большое количество нулей. В связи с этим появились многочисленные идеи создания модифицированных способов кодирования сигнала с ЧПИ (МЧПИ), в которых, по сравнению с описанным выше кодом ЧПИ, увеличивается плотность единиц в передаваемом сигнале. Поэтому такие коды стали называть кодами с высокой плотностью единиц — КВП (или НДБ). Из них наиболее широкое распространение получил код КВП-3.
Для всех кодов типа КВП заранее ограничивается количество нулей, которое может идти подряд в перекодированном сигнале на выходе ПК. В коде КВП-3 допустимо подряд не более трех нулей. Алгоритм кодирования приведен в табл. 2.2, а на рис. 2.4 — пример такого кодирования (а — символы, б — импульсы сигнала на входе ПК, в — сигнал на выходе ПК кодом КВП-3).
Таблица 2.2
| Сигнал ИКМ | Код КВП-3 | Условие выбора варианта | |
| +1 | В соответствии с кодом ЧПИ | ||
| -1 | |||
| То же | |||
| 000 V | n1=1, 3, 5…. | См. также табл. 2.3 | |
| W 00 V | n1=0, 4, 2… |
W — импульс, полярность которого противоположна полярности предыдущего импульса; V — импульс, полярность которого повторяет полярность предыдущего импульса; n1 — количество единиц между данным и предшествующим нарушением биполярности.
Кодирование единиц в коде КВП-3 осуществляется так же, как и в коде ЧПИ. Нули, если их количество меньше или равно 3, кодируются таким же количеством нулей, как и в коде ЧПИ.
При появлении четырех нулей подряд соответствующая кодовая комбинация бестоковых импульсов заменяется на комбинацию с токовыми импульсами W и V. При этом нарушается биполярность и, если не предпринимать никаких мер, то среднее значение сигнала возрастает, т. е. появится постоянная составляющая. Чтобы не допустить появления постоянной составляющей, замена бестоковой комбинации из четырех нулей комбинацией, содержащей токовые импульсы, происходит каждый раз по-разному, но всегда так, чтобы полярность добавляемых импульсов W и V на одном интервале нарушения биполярности (ИНБ) отличалась от полярности импульсов на другом. На временной диаграмме рис. 2.4 эти ИНБ отмечены фигурными скобками. Такое чередование полярностей импульсов на ИНБ позволяет скомпенсировать увеличение среднего значения сигнала, которое произошло в (к+1)-е нарушение биполярности.
Рис. 2.4
Для того, чтобы полярность импульсов на соседних интервалах нарушения биполярности изменилась, необходимо, чтобы между двумя соседними импульсами V находилось нечетное количество единиц n1 с ЧПИ. Так, в примере рис. 2.4 на первом интервале нарушения биполярности комбинация 0000 заменяется комбинацией 000V
. На втором и третьем ИНБ комбинация 0000 заменяется на W00V. Использование импульса W позволяет сохранить нечетное количество единиц n1 (включая W) между двумя соседними импульсами V и осуществить тем самым инверсию импульсов на соседних интервалах нарушения биполярности. Сказанное можно записать в виде алгоритма замены кодовой комбинации из четырех нулей на комбинацию, в которой количество нулей не более трех: на первом ИНБ замена может быть любой — 000V либо W00V; на всех последующих ИНБ, если n1 = 1, 3, 5,..., то 000V; если n1 = 0, 2, 4,..., то W00V.
Другой способ пояснения алгоритма замены 0000 на 000V или W00V приведен в табл. 2.3.
Таблица 2.3
| + | - | -00- | W00V |
| - | - | +00+ | |
| + | - | 000- | 000V |
| - | + | 000+ |
В колонках 1, 2 и 3 показаны соответственно: 1 – полярность импульса V на k -м ИНБ; 2 – полярность импульса, предшествующего (k+1)- й комбинации 0000; 3 – последовательность импульсов, которая заменяет (k+1)- ю комбинации 0000 в коде КВП-3.
В кодах ЧПИ и КВП-3 легко осуществляется контроль за качеством передачи цифрового сигнала (т. е. за качеством линейного тракта): в ЧПИ — по нарушению биполярности, в КВП — по нарушению алгоритма нарушения биполярности.
Рассмотренные троичные коды не изменяют тактовой частоты цифрового сигнала. Это означает, что длительность тактового интервала цифрового сигнала на входе ПК остается неизменной.
Изменение тактовой частоты преобразователем кода можно осуществить при блочном кодировании. В этом случае m -разрядным кодовым группам входного двоичного сигнала однозначно сопоставляются n -разрядные, в общем случае lу -уровневые кодовые комбинации. Сокращенно это записывают, например, так: код 6В —3T. Такая запись означает, что 6-разрядные (m = 6) двоичные (В — Binary) кодовые комбинации при кодирований преобразуются в трехразрядные (n = 3) троичные (Т — Тегnегу) кодовые комбинации. Скажем, код типа ЧПИ в этой символике запишется как код 1 В —1 Т, так как при кодировании ЧПИ одноразрядные двоичные символы преобразуются в одноразрядные троичные.
Для изменения тактовой частоты, необходимо, чтобы т ≠ п. Если т > п, то тактовая частота цифрового сигнала в линии уменьшается и равна f ТЛ = n/mf T, где fT — тактовая частота цифрового сигнала на входе ПК.
Для того, чтобы при меньшем числе разрядов п перекодированного цифрового сигнала в линии можно было описать 2т возможных комбинаций кодируемых групп двоичного сигнала, число уровней ly в сигнале на выходе ПК должно удовлетворять неравенству lyn > 2m, т. е. log2 ly > m/ п. Значение lу, близкое к оптимальному по критерию эффективности ЦСП, приблизительно равно 5.
Сформированный ПК оконечной станции цифровой сигнал передается через тракт передачи ОЛТ по физической цепи. Важной особенностью ЦСП является возможность регенерации цифрового сигнала, искаженного средой распространения (физической цепью). Такая регенерация осуществляется на всех промежуточных станциях НРП и ОРП, а также в ОЛТ приемника оконечной станции.
РЕГЕНЕРАТОР ЦСП
Основные функции регенератора:
— усиление сигнала, ослабленного линией;
— коррекция формы принимаемых импульсов;
— оценка значений символов передаваемого сигнала;
— формирование импульсов выходного сигнала заданной амплитуды и длительности.
Рассмотрим, как осуществляются эти функции на примере упрощенной схемы регенератора однополярного сигнала рис. 2.5.
Рис. 2.5
Временные диаграммы приведены на рис. 2.6. Сигнал на входе цепи, один импульс которого показан на рис. 2.6,а, проходя по цепи, искажается из-за неравномерности частотной характеристики затухания и фазы этой цепи.
Рис. 2.6
При этом уменьшается амплитуда сигнала и появляется длительное последействие. Последействие приводит к межсимвольным искажениям (МСИ), вызванным взаимным влиянием передаваемых импульсов друг на друга. На рис. 2.6,б этот искаженный сигнал на входе регенератора показан увеличенным по амплитуде. Усиление и коррекций сигнала осуществляются корректирующим усилителем КУс. Собственно корректор Кор. обычно включается в цепь обратной связи такого усилителя. Рассмотрим требования к устройствам коррекции цифрового сигнала Кор. или КУс. Естественно потребовать, чтобы сигнал на выходе КУс по форме совпадал с входным сигналом, т. е. чтобы корректор восстанавливал прямоугольную форму импульсов передаваемого сигнала, их амплитуду и длительность. При этом надобность в остальных узлах регенератора отпала бы. Поясним, что построить такой корректор, во-первых, невозможно, а во-вторых, даже если бы было возможно, нецелесообразно.
Обозначим частотные зависимости затухания и фазы тракта, состоящего из каскадно-соединенных физической цепи и КУс через AT(f) и bТ(f) соответственно. Известно, что для неискаженной передачи сигнала по этому тракту его частотные зависимости должны удовлетворять равенствам:
AT(f)=const,
bТ(f)=T3f, (2.6)
где Т3 – время задержки сигнала в тракте; const – постоянная, определяющая затухание сигнала в тракте. С помощью КУс можно получить const = 0. Обозначим частотные зависимости затухания цепи и усиления корректирующего усилителя соответственно AЦ(f) и SКУс(f). При каскадном соединении цепи и КУс
(2.7)
Учитывая условие неискаженной передачи (2.6) и полагая const = 0, получаем, что частотная характеристика КУс, полностью восстанавливающего форму импульсного сигнала, равна
(2.8)
Это равенство должно выполняться в диапазоне частот 0 ≤ f ≤ ∞, так как точное восстановление формы передаваемого сигнала требует восстановления всех подавляемых линией частот, а полоса частот цифрового сигнала бесконечно большая.
Известно, что затухание симметричного и коаксиального кабеля растет с увеличением частоты, при этом
AЦ(f)
→ ∞
при f → ∞.
Значит, для корректора, полностью восстанавливающего форму цифрового сигнала,
SКУс(f)
→ ∞, (2.9)
при f → ∞.
Реализовать корректирующий усилитель с бесконечно большим усилением (2.9) невозможно и не нужно, так как такой усилитель, восстанавливая форму сигнала, будет бесконечно усиливать шумы цепи и самого усилителя. Поэтому от КУс не требуют полного восстановления формы импульсов передаваемого цифрового сигнала. Задача КУс более скромная: уменьшить влияние между импульсами за счет длительного последействия.
Влияние между импульсами случайной последовательности приводит за счет МСИ к специфической помехе, которая называется интерференционной помехой Можно сказать поэтому, что частотная характеристика корректирующего усилителя должна уменьшить шум интерференции, не увеличивая при этом мощности других помех.
Мощность собственных помех кабеля и помех линейных переходов пропорциональна полосе пропускания корректирующего усилителя. Поэтому для уменьшения этих помех желательно полосу пропускания КУс делать поменьше. Однако уменьшение полосы пропускания КУс увеличивает длительность переходных процессов, а, значит, и мощность интерференционных помех. С этой точки зрения полоса пропускания КУс должна быть побольше. Компромиссное решение приблизительно соответствует полосе частот первого лепестка энергетического спектра цифрового сигнала. Эта полоса частот для квазитроичного сигнала, в соответствии с (1.1) и (2.5), равна
Δ f ИKM ≈ fT.
Так как полоса пропускания тракта передачи ограничена, то форма откорректированного импульса не может быть прямоугольной. На величину остаточной интерференции влияет, прежде всего, длительность откорректированного импульса Т и кор. На рис. 2.6, в показан примерный вид откорректированного импульса на выходе КУс Для удобства дальнейших сопоставлений этот импульс на рисунке смещен во времени и расположен симметрично импульсу на входе. В действительности начало импульса на выходе КУс (диаграмма в) не может предшествовать началу импульса на его входе (диаграмма б). На временной диаграмме откорректированного сигнала не показаны малые по величине хвосты импульса. Дело в том, что длительность ограниченного по полосе частот импульса бесконечна. Корректирующий усилитель формирует импульсный сигнал, сосредоточенный, в основном, в интервале Ти кор с малым последействием (поэтому это последействие на рис. 2.6, в не показано). Прием импульсного сигнала осуществляется в шумах. На диаграмме в этот шум показан волнистой линией.
Возможны различные способы оценки значений символов передаваемого сигнала (0 или 1). В теории передачи сигналов методы оценки символов передаваемых сигналов часто называют методами фильтрации сигнала от помех. В регенераторах кабельных ЦСП оценку передаваемых символов осуществляют методом отсчета (или «методом укороченного контакта»). В этом случае обработка смеси сигнала и шума ведется в средней, наименее искаженной, части посылки. Для этого в решающем устройстве. РУ ключом Кл осуществляется выделение центральной части посылки (дискретизацией по времени) откорректированного цифрового сигналя. Управляет работой Кл схема ВТИ, формирующая периодическую последовательность узких импульсов тактовой частоты f т, из принимаемого сигнала. Замыкание ключа Кл происходит через равные интервалы Т т. Поэтому важно, чтобы в моменты времени, на Т Тотстоящие от середины данного импульса (т. е. в моменты отсчета соседних импульсов), остаточное напряжение откорректированного сигнала было пренебрежимо мало. Это условие выполняется, если выполняется неравенство
Т и кор ≤ 2 Т Т . (2.10)
Видно, таким образом, что задача корректирующего усилителя сводится к такому формированию отклика тракта На прямоугольный импульс, при котором спектр этого отклика был бы сосредоточен в полосе Δ f и ≤ f т. а длительность импульса Т и кор ≤ 2ТТ. Иными словами, ширина спектра Δ f и и длительность Т и кор откорректированного импульса должны удовлетворять неравенству
Δ f и Т и кор ≤ 2. (2.11)
Имеется много форм откорректированных импульсов g(t), удовлетворяющих (2.11), для которых Δ f и Т и кор близко к минимальному. Одной из таких, чаще всего используемых, форм является колоколообразная форма откорректированного импульса. В этом случае g(t) =υexp[—β2 t 2], или, в относительных величинах,
g(t/ ТТ) =υexp[—a2 (t/ ТТ) 2], (2.12)
где а = β Т Т. Параметры а и β определяют скорость уменьшения g(t). Определим эти параметры, полагая заданным отношение
, (2.13)
которое характеризует относительную величину МСИ. Значения g(t) для моментов времени t=0; Т Т равны соответственно g(t = 0) =υ;
g(t=T T ) = υехр(— а2). Поэтому μ = exp(—а2)
или
a 2=2,3 lg 1/μ (2.14)
Обычно величиной μ задаются. Для μ = 0,05 параметр а2 = 3.
Спектр отклика g(t) колоколообразной формы является также колоколообразным:
,
или, в относительных частотах Ω = f/f T,
, (2.15)
Спектральные составляющие колоколообразного отклика убывают (т. е. затухают) с увеличением частоты. Степень увеличения затухания составляющих спектра с частотой Ω по сравнению с нулевой частотой, на которой S кол максимально, будем определять величиной
. (2.16)
Учитывая (2.15), из (2.16) получаем,
. (2.17)
Выражение (2.17) показывает, что требуемая частотная характеристика тракта передачи участка регенерации, состоящего из цепи и КУс, имеет вид частотной характеристики фильтра НЧ. Обычно полосу пропускания этого ФНЧ определяют на уровне 6 дБ. Для дельта Δ А кол =6 дБ из (2.17) получаем следующие граничные значения полосы пропускания Ωп:
0,4 для μ = 0,1
Ωп = 0,46 для μ = 0,05 (2.18)
0,56 для μ = 0,01
Более правильно определять полосу пропускания частотой среза Ω СР, выше которой спектральные составляющие колоколообразного сигнала пренебрежимо малы по сравнению с большими нулевыми составляющими спектра этого сигнала. Для определения Ωср будем полагать в (2.17)
Δ А кол =30 дБ. Тогда
0,9 для μ = 0,1
Ωср = 1,02 для μ = 0,05 (2.19)
1,27 для μ = 0,01
Из (2.19) следует, что для μ ≈ 0,05 полоса пропускания тракта участка регенерации определяется f ср ≈ f т.
Для того, чтобы КУс формировал отклик колоколообразной формы, должно выполняться равенство SиHцH КУс= Sкол , из которого следует, что
, (2.20)
где Н кус и Н ц — передаточные функции КУс и цепи соответственно. При этом усиление корректирующего усилителя регенератора
S Кус = 20 lg |HКУс| дБ. (2.21)
Пренебрегая неравномерностью фазочастотной характеристики (ФЧХ)цепи, а также неравномерностями АЧХ и ФЧХтракта, обусловленными несогласованностью выходных сопротивлений аппаратуры и цепи, можно записать, что
H ц = 10-0,05Ац. (2.22)
где A ц = α(f)∙l — затухание цепи, α — коэффициент затухания цепи, l — длина участка регенерации.
Учитывая (2.21), а также (2.2), (2.15), (2.14) и (2.22), получаем выражение для требуемой частотной характеристики усиления КУс:
, (2.23)
где
,
.
Примерный вид частотной харакеристики КУс в полосе частот (2.19) показан на рис. 2.7. Реальная частотная характеристика КУс зависит от выбранного метода аппроксимации и способа реализации его корректирующих цепей.
Качество коррекции сигнала обычно оценивают глазоподобной осциллограммой (глаз-диаграммой). Экспериментально глаз-диаграмму получают на экране осциллографа, на вертикальный вход которого подают исследуемый случайный импульсный сигнал с детерминированным периодом следования, а на горизонтальный вход — напряжение развертки, синхронизированное счастотой следования этих импульсов.
Рис 2.7
Рис 2.8
При этом на периоде развертки появляются импульсы случайной последовательности. Для квазитроичн
