Теоретические сведения для выполнения РГР 1 страница

Двухтактные каскады. Двухтактными называют каскады, содержащие два усилительных элемента (УЭ), работающих на общую нагрузку, выходные токи которых сдвинуты по фазе на 180°. Каждый УЭ с соответствующими цепями образует плечо двухтактного каскада. Обычно говорят, что плечи двухтактного каскада работают в противофазе.

Разновидности принципиальных схем. В зависимости от способа управления УЭ двухтактные каскады делятся на три типа.

1. Каскады с параллельным управлением однофазным входным напряжением. В таких каскадах входной сигнал подается сразу на оба плеча схемы от одного источника сигнала, создающего однофазное напряжение, т. е. возбуждение двухтактного каскада ведется от обычного однотактного каскада. Для противофазной работы плеч в каскадах с параллельным возбуждением требуются транзисторы с различным типом проводимости в плечах (p-n-p и n-p-n). Каскады с первым типом управления широко применяются в бестрансформаторных усилителях, которые далее будут рассмотрены.

2. Каскады с параллельным управлением двухфазным напряжением сразу двух плеч двухтактной схемы от одного источника сигнала. В таких каскадах используются однотипные УЭ. Для получения двухфазного напряжения сигнала используются либо специальные фазоинверсные каскады, либо трехобмоточные трансформаторы. Каскады второго типа обычно используются в трансформаторных усилителях.

3. Каскады с последовательным управлением однофазным напряжением. В этих каскадах напряжение от источника сигнала подается на вход первого, ведущего плеча, с выхода которого сигнал прикладывается к входу второго ведомого плеча. В каскадах третьего типа используются УЭ с одинаковым типом проводимости, выходная цепь, как правило, бестрансформаторная.

В двухтактных трансформаторных транзисторных каскадах первых двух типов обычно используются схемы включения с ОЭ и ОБ, в бестрансформаторных – схемы с ОЭ и ОК. При этом возможны режимы как A, так и B. В каскадах третьего типа используются схемы включения транзисторов с ОЭ, реже с ОК; при этом можно применять лишь работу УЭ в режиме A.

Двухтактные бестрансформаторные каскады. Наличие трансформатора в выходной цепи УЭ приводит к ряду существенных недостатков: увеличиваются вносимые им частотные, фазовые, переходные и нелинейные искажения; в трансформаторе теряется часть мощности сигнала, что уменьшает КПД каскада; затрудняется введение в усилительный каскад глубокой ООС; невозможно выполнить каскад по интегральной технологии; трансформаторы громоздки, имеют большую массу и т. д. Этих недостатков нет в усилительных каскадах с непосредственным включением нагрузки в выходную цепь УЭ. Однотактные каскады на практике обычно не используются из-за очень низкого КПД. Широкое распространение получили транзисторные бестрансформаторные двухтактные каскады, особенно в связи с возможностью реализации таких каскадов в виде ИМС.

Схема с параллельным управлением двухфазным напряжением (простейший двухтактный бестрансформаторный каскад) представлена в упрощенном виде для переменного тока без учета цепей смещения на рис. 2.1. Транзисторы VIи V2имеют одинаковую проводимость и включены по схеме с ОЭ. Входные напряжения u _вх1 и u _вх2 равны по амплитуде и противоположны по фазе; мгновенная полярность этих напряжений, принятая при дальнейших рассмотрениях, показана на схеме.

–

U_вх1

–E/2+

R_н

–

U_вх₂

i_к2

i_к₁

I_ср

–

U_вх1

–E+

R_н

I_ср

C_p

Рис. 2.1 Рис. 2.2

Поскольку переменные составляющие выходных токов транзисторов i_к1 и i_к2 противофазны из-за различной полярности напряжений u_вх1 и u_вх2 и текут в нагрузке в разные стороны, то результирующий ток сигнала в нагрузке будет равен сумме токов i_к1 и i_к2, что свойственно двухтактной схеме. Постоянная составляющая тока через R_н равна нулю, так как токи I_ср1 и I_ср2 в нагрузке, протекая навстречу друг другу, взаимно компенсируются. Преимущество усилительного каскада по схеме рис. 2.1 в отсутствии выходного трансформатора. Но наличие сложного входного трансформатора существенно уменьшает достоинства этой схемы. Входной трансформатор можно исключить, если использовать для создания противофазных напряжений инверсный каскад с разделенной нагрузкой. Однако в конструктивном отношении такой вариант неудобен, особенно при изготовлении по интегральной технологии, так как содержит довольно много конденсаторов большой емкости.

Схема с параллельным управлением однофазным напряжением (рис. 2.2). В такой схеме удается сделать входной трансформатор более простым: управление обоими плечами осуществляется одновременно одним однофазным напряжением u_вх. При этом проводимости транзисторов должны быть различными: транзистор VI имеет проводимость p-n-p, а транзистор V2 – n-p-n. Транзисторы в каскаде включены по схеме с ОЭ. При работе, например, в режиме B транзистор VIоткрывается отрицательным напряжением на базе, a V2 – положительным. Следовательно, схема рис. 2.2 двухтактная, поскольку в течение каждого полупериода сигнала один транзистор открыт, а другой закрыт. Токи I_ср1 и I_ср2 обоих транзисторов в нагрузке текут навстречу друг другу и взаимно компенсируются. Поскольку через нагрузку R_н постоянная составляющая выходного тока I_ср не протекает, нагрузку можно подключить к общему проводу через конденсатор С_р, при этом оба источника питания можно объединить в один. В полученной схеме осуществляется последовательное питание транзисторов по постоянному току, ток протекает через оба транзистора и источник питания Е. Переменные составляющие токов плеч i_к1 и i_к2 в нагрузке складываются. Схема рис. 2.2 называется схемой с дополнительной симметрией.

– E +

R_н

C_p

R_б

Рис. 2.3

Поскольку двухтактный каскад по схеме рис. 2.2 при работе как в режиме А, так и в режиме В управляется однофазным напряжением, его можно получить от обычного резисторного каскада с транзистором, включенным по схеме с ОЭ. При этом входной трансформатор можно исключить. Принципиальная схема такого каскада на одиночных комплементарных транзисторах (пара комплементарных транзисторов использует сочетание транзисторов n-p-n и p-n-p типа), являющаяся основой для схем современных бестрансформаторных каскадов, показана на рис. 2.3. Одна из особенностей этой схемы – непосредственная связь между каскадами, при этом разделительные конденсаторы между каскадами отсутствуют, что облегчает микроминиатюризацию усилителя. Выходные токи плеч протекают так же, как и в каскаде по схеме рис. 2.2. Отличие состоит в том, что в рассматриваемом каскаде входное напряжение прикладывается между базой транзистора V3 и общим проводом, при этом транзисторы V2 и V3оказываются включенными по схеме с ОК (в схеме рис. 2.2 транзисторы включены по схеме с ОЭ). Действительно, в схеме рис. 2.2, например, для транзистора V2общим электродом для входной и выходной цепей является эмиттер (схема с ОЭ), а в схеме рис. 2.3 — коллектор (схема с ОК). При включении транзисторов по схеме с ОК должно быть U_вх > U_вых, поэтому исключение из схемы входного трансформатора привело к проигрышу в коэффициенте усиления по мощности каскада. Амплитуда входного напряжения U_m_вх = U_m_вых + U_тб.э. При полном использовании транзисторов V2и V3по напряжению потребовалась бы амплитуда U_m_вх = E/2 + U_m_б.э. Такую амплитуду входного напряжения транзистор V1 не может обеспечить, так как при напряжении питания Е этого транзистора в режиме А и при его полном использовании по напряжению U_m_{вх.макс} = Е/2. Поскольку у транзистора есть еще остаточное напряжение, уменьшается коэффициент усиления по напряжению каскада с ОК, а также КПД каскада, особенно при работе в режиме В, когда КПД прямо пропорционален коэффициенту использования напряжения источника питания ξ. В этом основной недостаток усилительного каскада по схеме рис. 2.3. Возможно включение транзисторов V2 и V3 ипо схеме с ОЭ, но это требует сложных цепей смещения (особенно при работе УЭ в режиме В). Эта схема находит ограниченное применение.

– E +

R_н

C_p

R_б

Рис. 2.4

Диод VD в схеме рис. 2.3 обеспечивает необходимое смещение на транзисторы и температурную стабилизацию положения точки покоя. Сопротивлением нагрузки транзистора V1по постоянному току служит суммарное сопротивление R + R_VD, на сопротивлении диода R_VD создается напряжение 2U_б.э0 = U_6.э0v2 + U_б.э0v3, сопротивлением нагрузки по переменному току – параллельное соединение сопротивления резистора R и входного сопротивления транзистора V3. Если при проектировании оконечного бестрансформаторного каскада отсутствует комплементарная пара транзисторов, то двухтактную схему можно реализовать, используя, например, пару Дарлингтона (V3, V4), при этом образуется квазикомплементарная пара. Тогда схема оконечного бестрансформаторного каскада примет вид рис. 2.4.

От указанных выше недостатков схемы рис. 2.3 можно освободиться, либо используя различные источники питания для транзистора V1 и транзисторов двухтактной схемы, либо (что делается на практике) применяя разновидность схемы, показанной на рис. 2.5. Основное отличие этой схемы в том, что нижний конец резистора R_н переключается к минусу источника питания, а резистор R переключается от минуса к точке между конденсатором С_р и нагрузкой.

– E +

R_н

C_p

R_б

Рис. 2.5

При этом появляется возможность получить напряжение, достаточное для полного возбуждения транзисторов V2и V3. Это объясняется тем, что резистор R в схеме рис. 2.3 находится под значительно меньшим напряжением, чем в схеме рис. 2.5, где это напряжение равно сумме напряжений U_тб.э, и напряжения эмиттер-коллектор U_m_к.э выходных транзисторов. По этой причине резистор R потребляет в усилителе по схеме рис. 2.5 заметно меньшую часть переменного тока транзистора V1,что дает возможность увеличить амплитуду сигнала на входе транзисторов V2 и V3до U_m_вх = 1,5 Е. Напряжение смещения на транзисторах V2и V3 создается благодаря протеканию постоянной составляющей тока коллектора I_ср1 транзистора V1по диоду VD. Диод VD обеспечивает температурную стабилизацию режима работы транзисторов V2и V3. Для стабилизации рабочей точки транзистора V1введена последовательная межкаскадная ООС по напряжению, способствующая симметрированию каскада.

– E +

R_н

C_p

R₁

R₂

R_б

R₃

R₄

Рис. 2.6

При использовании мощных транзисторов в бестрансформаторном оконечном каскаде трудно подобрать близкие по характеристикам пары транзисторов разной проводимости (комплементарные пары). В таких случаях двухтактную схему рис. 6 образуют из двух пар составных транзисторов V2, V4и V3, V5. Транзисторы V4 и V5мощные с одинаковой проводимостью. Пары составных транзисторов эквивалентны одиночным транзисторам, соответственно, структур p-n-p и n-p-n. Наличие конденсатора C обеспечивает постоянство режима работы транзисторов при изменениях сопротивления нагрузки вплоть до ее обрыва. Поскольку резистор R 1 подключен по переменному току параллельно нагрузке, его сопротивление выбирается из условия R 1 ≥ (30÷50) R_н;необходимо также учитывать, что при этом сопротивлен и и теряется часть напряжения питания транзистора V1. Транзисторы V2 – V5работают в режиме В. В последнее время наметилась тенденция использования в оконечных каскадах специальных транзисторов с большими коэффициентами усиления тока базы (h_21э = 2000 ÷ 7000). Это позволяет обеспечить высокую линейность схемы при значительном отличии h_21э транзисторов плеч. Использование таких транзисторов наряду с применением глубокой ООС позволяет получить усилитель с k_г < l%. В литературе имеются сведения о составных транзисторах, заключенных в общий корпус, с h_n₃ > 5000 [20].

вх

А₁

VT1

VT2

VT3

VT4

R_н

R₁

–

R₂

R₃

Рис. 2.7

Для увеличения коэффициента усиления по току можно применить схему, изображенную на рис. 2.7. В усилителе применены составные транзисторы по схеме Шиклон (на комплементарных транзисторах с разной проводимостью). Резисторы R ₁ и R ₂ предотвращают смещение транзисторов в область проводимости из-за токов утечки транзисторов. Сопротивление резисторов выбирается таким, чтобы постоянные токи, протекающие через них, не создавали большого падения напряжения. Максимальное сопротивление резисторов ограничено уменьшением скорости нарастания выходного напряжения и выбирается в пределах сотен Ом. Необходимое усиление по напряжению осуществляется усилителем напряжения, выполненным на операционном усилителе А ₁. Вся схема усилителя охвачена отрицательной обратной связью.

Схема с последовательным возбуждением несимметричным однофазным напряжением (рис. 2.8). Эту схему можно использовать для построения и бестрансформаторного двухтактного каскада на транзисторах одной проводимости. Напряжение сигнала u_вх1 поступает на вход нижнего ведущего плеча. Напряжение на вход верхнего ведомого плеча u_вх2, противоположное по фазе напряжению u_вх1, снимается с резистора R5, сопротивление которого выбирается таким образом, чтобы U _m_вх1 = U _m_вх2. Транзисторы в данном оконечном каскаде включены по схеме с ОЭ, возможно включение и по схеме с ОК. Транзисторы VI и V2включены по постоянному току последовательно; делитель R 1, R 2определяет исходный ток транзисторов, а делитель R 3, R 4 – распределение напряжения между ними. Поскольку подобные каскады используют транзисторы одной проводимости, то можно подбирать мощные транзисторы с близкими параметрами, что упрощает выполнение усилителя по интегральной технологии. Оконечные каскады с последовательным управлением могут работать только в режиме A, и их КПД не превышает 50%. В рассмотренных схемах в качестве предоконечного каскада использовался однотактный каскад на транзисторе, включенном по схеме с ОЭ.

– E +

R_н

C₁

R₄

С_с

R₂

R₁

R₃

R₅

R_э

C_э

– +

Рис. 2.8

Предоконечный каскад может быть выполнен по двухтактной схеме, а оконечный каскад на попарно-комплементарных составных транзисторах. Принципиальная схема такого усилителя показана на рис. 2.9. Две комплементарные пары образованы соответственно транзисторами V4, V5и V6, V7,включенными по схеме с ОК. Двухтактный предоконечный каскад собран на транзисторах VI и V3,на базы которых сигнал синфазно подается через конденсаторы С 1 и С 2. Транзисторы VIи V3создают токи, управляющие работой транзисторов плеч оконечного каскада. При двухтактном предоконечном каскаде эти токи увеличиваются в 2 раза по амплитуде. Транзистор V2обеспечивает смещение и стабилизацию режима работы выходных транзисторов, резистор R 8позволяет регулировать их ток покоя. Для равномерного распределения напряжения источника питания между транзисторами плеч оконечного каскада (на выходном транзисторе каждого плеча напряжение питания должно равняться E/ 2), в усилителе введена глубокая параллельная по напряжению гальваническая ООС через резистор R1, который совместно с резисторами R2, R3 и R4, R5 обеспечивает необходимый режим работы по постоянному току транзисторов V1 и V3. Использование ООС по напряжению позволяет снизить уровень нелинейных искажений, уменьшить выходное сопротивление, снизить фон и т. д. Резисторы R11 и R12 иногда применяются для лучшей стабилизации тока покоя и некоторого снижения нелинейных искажений сигнала.

Особенностью оконечных и предоконечных каскадов, выполняемых по интегральной технологии, является то, что транзисторы плеч оконечного каскада часто при большой выходной мощности выполняют с одной и той же n-p-n структурой, т. е. используется некомплементарная пара выходных транзисторов. Это обусловлено технологическими трудностями, возникающими при изготовлении по интегральной технологии (на одной подложке) мощных комплементарных транзисторов. Поэтому обычно плечи двухтактного оконечного бестрансформаторного каскада в интегральном исполнении представляют собой квазикомплементарную группу.

ПРИМЕР ВЫПОЛНЕНИЯ РАБОТЫ

Введение

Требуется рассчитать двухтактный усилитель мощности звуковой частоты со следующими параметрами:

· выходная мощность – 8 Вт;

· сопротивление нагрузки – 4 Ом;

· диапазон воспроизводимых частот – 20…15 000 Гц.

– E +

R_н

C₁

R₁₀

С_р

R₄

R₂

R₃

R₈

R₁₁

C₂

R₁

R₅

R₆

R₇

R₉

R₁₂

Рис. 2.9

Выбираем следующую схему усилителя (рис. 2.7). Для увеличения коэффициента усиления по току в усилителе применены составные транзисторы по схеме Шиклон (на комплементарных транзисторах с разной проводимостью). Резисторы R ₁ и R ₂ предотвращают смещение транзисторов в область проводимости из-за токов утечки транзисторов. Сопротивление резисторов выбирается таким, чтобы постоянные токи, протекающие через них, не создавали большого падения напряжения. Максимальное сопротивление резисторов ограничено уменьшением скорости нарастания выходного напряжения и выбирается в пределах сотен Ом. Необходимое усиление по напряжению осуществляется усилителем напряжения, выполненным на операционном усилителе А ₁. Вся схема усилителя охвачена отрицательной обратной связью.

Расчет

1. Определим расчетную мощность P_расч:

2. Определим напряжение источника питания U_и.п:

U_к.э.нас для кремниевых и германиевых транзисторов равно 1,2 ÷ 5 В.

Выбираем U_к.э. _нас=1..2, U_б.э. выбираем равным 0,65 В, U_э =1 В.

Получаем U_и.п = ± 11,1 В.

3. Находим амплитуду тока коллектора транзисторов оконечного каскада: I_к.макс и среднее значение тока, потребляемого от источника питания I_к.ср:

4. Определяем максимальную мощность рассеивания на коллекторе транзистора одного плеча:

5. Выбираем по справочнику транзисторы VT3 и VT4, руководствуясь следующими соотношениями:

где f_β – граничная частота усиления; f_в – верхняя частота усилителя.

Выбираем транзисторы:

КТ818Б: U_кэ = 50 В; I_к = 10 А; P_к = 60 Вт; f_β ≥ 3 МГц; h_21э ≥ 20; I_кбо = 1000 мкА,

КТ819Б: U_кэ = 50 В; I_к = 10 А; P_к = 60 Вт; f_β ≥ 3 МГц; h_21э ≥ 20;

I_кбо = 1000 мкА.

6. Выбираем по справочнику транзисторы VT1 и VT2, руковод-ствуясь следующими соотношениями:

Выбираем транзисторы:

ГТ402В: U_кэ = 40 В; I_к = 0,5 А; P_к = 0,6 Вт; f_β ≥ 1 МГц;

I_кбо =25 мкА,

ГТ404В: U_кэ = 40 В; I_к = 0,5 А; P_к = 0,6 Вт; f_β ≥ 1 МГц;

I_кбо = 20 мкА.

7. Выбираем операционный усилитель

К140УД6: U_пит = 5÷20 В; К_у = 68Дб.

8. Номиналы резисторов R ₁ и R ₂ подбираем так, чтобы уменьшение сопротивления было не более отношения U_{вх. мин.} / I_кбо. Для этогопредполагаем, что сигнал, действующий на входе двухтактного усилителя, обладает напряжением 10 мВ. Тогда, зная коэффициент усиления операционного усилителя, находим U_вых операционного усилителя и соответственно U_{вх. мин.} транзисторов:

U_{вх. мин.тр.} = U_{вых. оу} = К_у ∙ U_вх= 68 ∙ 10 = 680мВ,

R₁ ≤ U_{вх. мин.1} / I_кбо1 = 680 / 25 = 27,2кОм,

R₂ ≤ U_{вх. мин.2} / I_кбо2 = 680 / 20 = 34кОм.

9. Номинал резистора в обратной связи R₃ выберем равным 1кОм.

10. Рассчитаем КПД усилителя по следующей формуле:

η = P_{нагрузки}/ (P_п1 – P_п2),

P_п1= U_пит* I_Σ = 10,5 * 11,1 = 116,1,