Недостатком рассмотренных последовательных АЦП является их относительно низкая помехоустойчивость, что ограничивает их разрешающую способность, как правило, на уровне 8...10 разрядов. От этого недостатка в значительной мере свободны АЦП, использующие в процессе преобразования операцию интегрирования входного сигнала за фиксированный интервал времени.
Одним из наиболее распространенных вариантов преобразователей такого типа является АЦП с двухтактным интегрированием (Рис. 63,а). Полный цикл его работы состоит из двух тактов. В первом с помощью аналогового интегратора происходит интегрирование входного напряжения за фиксированный интервал времени Т = NмаксDtсч, где Nмакс — емкость счетчика, определяющая разрешающую способность АЦП. В результате этой операции на интегрирующем конденсаторе накапливается заряд
q1 = Uвх/RC, Ф. 32
где Uвх — среднее значение входного напряжения за время Т.
Во втором такте происходит разряд конденсатора от источника опорного напряжения Uвх, который имеет полярность, противоположную входному напряжению, и подключается к интегратору с помощью переключателя Кл. Этот процесс продолжается до возвращения конденсатора в начальные условия (Рис. 63, б), что фиксируется компаратором. В результате удаленный из конденсатора заряд
q2= Uоп t/RC Ф. 33
Рис. 63 Структурная схема АЦП с двухтактным интегрированием (а) и временные диаграммы, поясняющие его работу (б):
где t— время разряда конденсатора. Это время является переменным, и его последующее измерение с помощью счетных импульсов с периодом следования Dtсч позволяет получить цифровой эквивалент Uвх. Действительно, поскольку условием правильной работы АЦП является
q1 = q2, то
Ф. 34
откуда
Ф. 35
или в пересчете на количество счетных импульсов
Ф. 36
Используя процедуру двойного интегрирования, этот тип АЦП • приобретает важные свойства.
Во-первых, интегрирование входного сигнала приводит к его усреднению и сглаживанию всех быстрых по сравнению с временем интегрирования помех, наводок и шумов. Интегрирование сигнала за время Т эквивалентно его фильтрации с помощью фильтра низких частот, подавляющий различные частотные составляющие, присутствующие на входе интегратора. В частности, легко видеть, что если выбрать интервал интегрирования Т кратным периоду частоты питающей сети, например, 50 Гц, то на этой частоте будут полностью подавляться наводки проходящие по цепям питания и являющиеся одним из факторов, ограничивающих точность АЦП. В терминах теории обработки сигналов сказанное можно трактовать как увеличение отношения сигнал/помеха на выходе интегратора, а поскольку это отношение является критерием помехозащищенности, то этот результат означает повышение помехоустойчивости АЦП, использующих интегрирование входного сигнала.
Во-вторых, интегрирование входного сигнала приводит к уменьшению динамических погрешностей АЦП, связанных с изменением сигнала в процессе преобразования. В частности, исчезают составляющие динамической погрешности, обусловленные нечетными производными входного сигнала [см., например: (6.7)].
В-третьих, использование двухтактного интегрирования позволяет компенсировать, ряд составляющих статической погрешности и существенно увеличивать общую точность преобразования. К этим составляющим относятся погрешности буферного усилителя, возникающие за счет изменения коэффициента усиления и синфазного сигнала, погрешности интегратора, обусловленные изменением постоянной времени интегратора, и дрейфы этих составляющих, если их скорость такова, что за время одного преобразования ими можно пренебречь.
Быстродействие АЦП с двухтактным интегрированием определяется при заданном числе разрядов, т. е. значении Nmax частотой счетных импульсов fсч . Выбор последней в значительной мере ограничивается временем включения компаратора. Это связано с тем, что, например, для 12-разрядного АЦП с максимальным входным напряжением 2В шаг квантования имеет значение около 500 мкВ. При этом компаратор должен обладать чувствительностью порядка 100 мкВ. Как отмечалось в гл. 5, высокочувствительные -интегральные компараторы имеют типичные времена включения порядка 200 нс при перевозбуждениях 5... 10 мВ. При уменьшении напряжения перевозбуждения эти времена существенно увеличиваются и могут достигать нескольких микросекунд. Поэтому правильный выбор.компаратора является важным моментом проектирования. АЦП с двухтактным интегрированием и прецизионных АЦП вообще. Когда ни один из выпускаемых промышленностью компараторов не подходит по чувствительности, можно рекомендовать метод увеличения их чувствительности, рассмотренный в гл. 5 (см. рис. 5.9), или применять компаратор на основе операционного усилителя с соответствующим коэффициентом усиления в разомкнутом состоянии (см. § 5.3). Но в любом случае надо знать время включения при требуемом перевозбуждении. Если эти данные отсутствуют, их надо получить экспериментально. Обычно частоту fсч выбирают в диапазоне 10...100кГц. При Nmax = 4096 этообусловливает, например, время преобразования 40...400 мс.
Таким образом, высокие точностные характеристики АЦП с двухтактным интегрированием получаются за счет невысокого быстродействия и основной областью их применения являются цифровые вольтметры постоянного напряжения, а также системы обработки данных, оперирующие с постоянными или медленно изменяющимися сигналами.
Составляющими статической погрешности АЦП с двухтактным интегрированием являются:
— нестабильность источника опорного напряжения со всеми ее составляющими, которая, как видно из (7.27), непосредственно пересчитывается в погрешность АЦП;
— нестабильность частоты счетных импульсов, влияющих на коэффициент передачи преобразователя;
— напряжения смещения буферного каскада, интегратора и компаратора и их дрейфы;
— нелинейность интегратора, которая определяется коэффициентом усиления операционного усилителя в разомкнутом состоянии.
Для высокоточных АЦП с двойным интегрированием необходимо учитывать такие дополнительные составляющие, как:
— нелинейность буферного каскада, обусловленную изменением коэффициента ослабления синфазной составляющей в диапазоне изменения входного сигнала;
— потери в интегрирующем конденсаторе, происходящие за счет явления абсорбции, как это имеет место в точных устройствах выборки и запоминания;
— шумы, проходящие на вход от различных плохо контролируемых факторов;
— составляющие, связанные с неидеальностью используемых аналоговых ключей, и другие эффекты, зависящие от конкретного схемного выполнения аналоговой части АЦП.
В тех случаях, когда не удается удовлетворительно распределить составляющие статической погрешности между отдельными - элементами и выполнить требования, предъявляемые к допустимой погрешности преобразования, используют методы автоматической коррекции, в первую очередь смещения нуля (см. § 7.18) [154, 155].
Дальнейшим развитием метода двухтактного интегрирования является метод четырехтактного интегрирования, совмещенный с коррекцией некоторых видов погрешностей [30, 150].
В заключение отметим, что АЦП с двухтактным интегрированием благодаря высоким точностным характеристикам, простоте структурной схемы и хорошей реализуемости на ИС нашли широкое применение. На основе метода двухтактного интегрирования созданы преобразователи с числом разрядов от 8 до 16 при временах преобразования от единиц до сотен миллисекунд. Достижением последних лет является разработка АЦП с двухтактным.интегрированием в виде двух БИС, одна из которых содержит аналоговую часть, а вторая—цифровую [154].
Сигма-дельта АЦП.
АЦП многотактного интегрирования имеют ряд недостатков. Во-первых, нелинейность переходной статической характеристики операционного усилителя, на котором выполняют интегратор, заметным образом сказывается на интегральной нелинейности характеристики преобразования АЦП высокого разрешения. Для уменьшения влияния этого фактора АЦП изготавливают многотактными. Например, 13-разрядный AD7550 выполняет преобразование в четыре такта. Другим недостатком этих АЦП является то обстоятельство, что интегрирование входного сигнала занимает в цикле преобразования только приблизительно третью часть. Две трети цикла преобразователь не принимает входной сигнал. Это ухудшает помехоподавляющие свойства интегрирующего АЦП. В-третьих, АЦП многотактного интегрирования должен быть снабжен довольно большим количеством внешних резисторов и конденсаторов с высококачественным диэлектриком, что значительно увеличивает место, занимаемое преобразователем на плате и, как следствие, усиливает влияние помех.
Эти недостатки во многом устранены в конструкции сигма-дельта АЦП (в ранней литературе эти преобразователи назывались АЦП с уравновешиванием или балансом зарядов). Своим названием эти преобразователи обязаны наличием в них двух блоков: сумматора (обозначение операции - S) и интегратора (обозначение операции - D). Один из принципов, заложенных в такого рода преобразователях, позволяющий уменьшить погрешность, вносимую шумами, а следовательно увеличить разрешающую способность - это усреднение результатов измерения на большом интервале времени.
Основные узлы АЦП - это сигма-дельта модулятор и цифровой фильтр. Схема n-разрядного сигма-дельта модулятора первого порядка приведена на рис. 14. Работа этой схемы основана на вычитании из входного сигнала Uвх(t) величины сигнала на выходе ЦАП, полученной на предыдущем такте работы схемы. Полученная разность интегрируется, а затем преобразуется в код параллельным АЦП невысокой разрядности. Последовательность кодов поступает на цифровой фильтр нижних частот.
Порядок модулятора определяется численностью интеграторов и сумматоров в его схеме. Сигма-дельта модуляторы N-го порядка содержат N сумматоров и N интеграторов и обеспечивают большее соотношение сигнал/шум при той же частоте отсчетов, чем модуляторы первого порядка. Примерами сигма-дельта модуляторов высокого порядка являются одноканальный AD7720 седьмого порядка и двухканальный ADMOD79 пятого порядка.
Наиболее широко в составе ИМС используются однобитные сигма-дельта модуляторы, в которых в качестве АЦП используется компаратор, а в качестве ЦАП - аналоговый комутатор (рис. 15). Принцип действия пояснен в табл. 2 на примере преобразования входного сигнала, равного 0,6 В, при Uоп=1 В. Пусть постоянная времени интегрирования интегратора численно равна периоду тактовых импульсов. В нулевом периоде выходное напряжение интегратора сбрасывается в нуль. На выходе ЦАП также устанавливается нулевое напряжение. Затем схема проходит через показанную в табл. 9 последовательность состояний.
Для формирования выходного кода такого преобразователя необходимо каким-либо образом преобразовать последовательность бит на выходе компаратора в виде унитарного кода в последовательный или параллельный двоичный позиционный код. В простейшем случае это можно сделать с помощью двоичного счетчика. Возьмем в нашем примере 4-разрядный счетчик. Подсчет бит на выходе компаратора за 16-ти тактный цикл дает число 13. Несложно увидеть, что при Uвх=1 В на выходе компаратора всегда будет единица, что дает за цикл число 16, т.е. переполнение счетчика. Напротив, при Uвх=-1 В на выходе компаратора всегда будет нуль, что дает равное нулю содержимое счетчика в конце цикла. В случае, если Uвх=0 то, как это видно из табл. 2, результат счета за цикл составит 810 или 10002. Это значит, что выходное число АЦП представляется в смещенном коде. В рассмотренном примере верхняя граница полной шкалы составит 11112 или +710, а нижняя - 00002 или -810. При Uвх=0,6 В, как это видно из левой половины табл. 2, содержимое счетчика составит 1310 в смещенном коде, что соответствует +5. Учитывая, что +8 соответствует Uвх=1 В, найдем
5*1/8=0,625 > 0,6 В.
При использовании двоичного счетчика в качестве преобразователя потока битов, поступающих с выхода компаратора, необходимо выделять фиксированный цикл преобразования, длительность которого равна произведению Kсч fтакт. После его окончания должно производиться считывание результата, например, с помощью регистра-защелки и обнуление счетчика. В этом случае с точки зрения помехоподавляющих свойств сигма-дельта АЦП близки к АЦП многотактного интегрирования. Более эффективно с этой точки зрения применение в сигма-дельта АЦП цифровых фильтров с конечной длительностью переходных процессов.
В сигма-дельта АЦП обычно применяются цифровые фильтры с амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) вида (sinx/x)3. Передаточная функция такого фильтра в z-области определяется выражением
где М - целое число, которое задается программно и равно отношению тактовой частоты модулятора к частоте отсчетов фильтра. (Частота отсчетов - это частота, с которой обновляются данные).Например, для АЦП AD7714 это число может принимать значения от 19 до 4000. В частотной области модуль передаточной функции фильтра.
На рис. 16 приведен график амплитудно-частотной характеристики цифрового фильтра, построенной согласно выражению (13) при fтакт=38,4 кГц и М=192, что дает значение частоты отсчетов, совпадающей с первой частотой режекции фильтра АЦП, fотсч=50 Гц.Сравнение этой АЧХ с АЧХ коэффициента подавления помех АЦП с двухкратным интегрированием (см. рис. 12) показывает значительно лучшие помехоподавляющие свойства сигма-дельта АЦП.
В то же время применение цифрового фильтра нижних частот в составе сигма-дельта АЦП вместо счетчика вызывает переходные процессы при изменении входного напряжения. Время установления цифровых фильтров с конечной длительностью переходных процессов, как следует из их названия, конечно и составляет для фильтра вида (sinx/x)3 четыре периода частоты отсчетов, а при начальном обнулении фильтра - три периода. Это снижает быстродействие систем сбора данных на основе сигма-дельта АЦП. Поэтому выпускаются ИМС AD7730 и AD7731, оснащенные сложным цифровым фильтром, обеспечивающие переключение каналов со временем установления 1 мс при сохранении эффективной разрядности не ниже 13 бит (так называемый Fast-Step режим). Обычно цифровой фильтр изготавливается на том же кристалле, что и модулятор, но иногда они выпускаются в виде двух отдельных ИМС (например, AD1555 - модулятор четвертого порядка и AD1556 - цифровой фильтр).
Сигма-дельта АЦП высокого разрешения имеют развитую цифровую часть, включающую микроконтроллер. Это позволяет реализовать режимы автоматической установки нуля и самокалибровки полной шкалы, хранить калибровочные коэффициенты и передавать их по запросу внешнего процессора.
Сравнение сигма-дельта АЦП с АЦП многотактного интегрирования показывает значительные преимущества первых. Прежде всего, линейность характеристики преобразования сигма-дельта АЦП выше, чем у АЦП многотактного интегрирования равной стоимости. Это объясняется тем, что интегратор сигма-дельта АЦП работает в значительно более узком динамическом диапазоне, и нелинейность переходной характеристики усилителя, на котором построен интегратор, сказывается значительно меньше. Емкость конденсатора интегратора у сигма-дельта АЦП значительно меньше (десятки пикофарад), так что этот конденсатор может быть изготовлен прямо на кристалле ИМС. Как следствие, сигма-дельта АЦП практически не имеет внешних элементов, что существенно сокращает площадь, занимаемую им на плате, и снижает уровень шумов. В результате, например, 24-разрядный сигма-дельта АЦП AD7714 изготавливается в виде однокристалльной ИМС в 24-выводном корпусе, потребляет 3 мВт мощности и стоит примерно 14 долларов США, а 18-разрядный АЦП восьмитактного интегрирования HI-7159 потребляет 75 мВт и стоит около 30 долларов. К тому же сигма-дельта АЦП начинает давать правильный результат через 3-4 отсчета после скачкообразного изменения входного сигнала, что при величине первой частоты режекции, равной 50 Гц, и 20-разрядном разрешении составляет 60-80 мс, а минимальное время преобразования АЦП HI-7159 для 18-разрядного разрешения и той же частоты режекции составляет 140 мс. В настоящее время ряд ведущих по аналого-цифровым ИМС фирм, такие как Analog Devices и Burr-Brown, прекратили производство АЦП многотактного интегрирования, полностью перейдя в области АЦ-преобразования высокого разрешения на сигма-дельта АЦП.
