статистикой Ферми-Дирака. Результат функции распределения Ферми-Дирака дает вероятность того, что электрон занимает уровень, соответствующий потенциалу:
Fn (φ) = ———
где φт = κТ – температурный потенциал, Т– абсолютная температура, κ– постоянная Больцмана, φF – уровень Ферми. Можно определить уровень Ферми как потенциал, вероятность заполнения которого электроном равна точности одной второй. Функции распределения Ферми-Дирака симметричны относительно уровня Ферми. Если энергетические состояния в зоне проводимости и валентной зоне одинаковы, то уровень Ферми находится посередине запретной зоны. Это случай собственного п/проводника (см. рис. 1.11а). В п/проводнике n – типа концентрация электронов в зоне проводимости б 
где
h— 6.62∙10-34 Дж∙с —постоянная Планка,
m— масса электрона,
v— скорость электрона
Электрон может вращаться только по тем орбитам, на которых укладывается целое число длин волн, т.е. имеющих длин п(h/mv), где n= 1,2,3,..—целое число, называемое главным квантовым числом. Из этого следует, что орбиты электронов могут обладать только определенными значениями энергии или как принято говорить, находится на определенных энергетических уровнях.
Согласно принципу Паули в атоме не может быть двух электронов, находящихся в одинаковом состоянии. Все электроны атома в своем движении отличаются чем-либо друг от друга. Существует несколько отличительных признаков, характерезующих электрон в атоме. Энергетический уровень, выражаемый главным квантовым числом и характеризующий УДАЛЕННОСТЬ орбиты электрона от ядра, является одним из 4-х (четырех) отличительных признаков. Различие может проявляться и в форме орбиты: окружность или эллипс с тем или иным соотношением осей, и, наконец, направлением вращения электрона вокруг собственной оси (спином). В соответствии с этим на
─ типа; в ─ п/пров ─ик p ─ типа.
Вероятность не заполнения уровня в валентной зоне(т.е. наличия дырок на этом уровне) определяется аналогичφной функцией
Fp (φ) = е ̅̅ ̅̅̅̅̅̅
Обозначим через Р(φ) плотность уровней в зоне проводимости в близи уровня φ.Тогда Р(φ) будет количеством уровней в диапазоне dφ.Умножив это количество на вероятность заполнения этих уровней Fn(φ) получим концетрацию свободных электронов от φ до +dφ. Полную концентрацию свободных электронов n получим путем интегрирования по всей ширине зоны проводимости. Если принять зависимость Р(φ) – √φ (как корень квадратный из φ), то n каждой ольше,чем в случае собственного п/пров-ка(см. рис.1.11.б), а в п/пр-ке p-типа ─ значительно меньше (как не основных носителей) см. рис.1.11в).
Для потенциалов в несколько единиц κТ выше или ниже уровня Ферми, когда экспонента значительно больше единицы, распределение Ди рака-Ферми можно заменить распределением Максвелла- Больцмана. При этом вероятность заполнения уровня в зоне проводимости определяется как
Ғп = е ¯ ¯¯¯¯¯¯¯
Оставить место для рис.1.11.(до конца этой страницы) внизу обозначить:
Рис.1.11. Функция распределения Ферми-Дирака для собственного, n- и p- типов полупроводников: а ─ собственный п/пр ─ик; б ─ п/пров─ик nможно вычислить по формуле
n = Νсе‾ ‾‾‾‾‾‾‾‾
Здесь Νс — так называемая эффективная плотность уровней (состояний) в зоне проводимости:
Νс = 0,5·1016(mn/m)¾ Т¾ , (1.5) .
где mn — эффективная масса электрона.
Аналогичным методом получается выражение для концентрации дырок:
p = Nυе‾ ‾‾‾‾‾‾‾‾‾‾ (1.6)
Здесь Nυ − эффективная плотность уровней (состояний) в валентной зоне: Nν = 0,5·1016(mp/m)¾Т¾ , (1.7)
где mр– эффективная масса дырки. Для кремния отношение Nс / Nν =2,8. Часто для простоты полагают Nс = Nυ. Перемножая левые и правые части в формулах (1.5) и (1.7) и учитывая, что φз = φс−φύ, нетрудно представить произведение концентраций электронов и дырок следующим образом:
np = NCNυе - φз/φт (1.8) Как видим, из выражения (1.8.) при неизменной температуре произведение концентраций ―величина постоянная, т. е. увеличение одной из концентраций сопровождается уменьшением другой. В собственном п/пров-ке концентрации электронов и дырок одинаковы. Обе они обозначаются через ni и называваются собственными концентрациями. Подставляя n = ni и p =ni в выражение (1.8.) и извлекая квадратный корень, получим выражение для собственной концентрации полупроводника:
ni = √¯¯ŃcNυ·е¯ φз/2φт (1.9.) Отметим полную зависимость собственной концентрации от ширины запрещенной зоны и температуры. Соотношение (1.8) часто записывают в компактной форме через собственную концентрацию:
np = nі2= ΝсΝυ·е2 ‾φз/2φт (1.10)
Движение носителей в электрическом поле называют дрейфом. Плотность дрейфового тока определяется известным выражением
J = σЕ, (1.11)
где σ – удельная проводимость.
Поскольку в п/проводниках имеется два типа подвижных носителей, удельная проводимость складывается из двух составляющих – электронной и дырочной:
σ = nμn + pμр, (1.12)
где μ п и μ р – подвижности соответствующих носителей.
Главной составляющей в формуле (2.12) является та, которая связана с основным носителями. Составляющая, связанная с неосновными носителями, обычно не существенна. В собственном проводнике обе составляющие равноценны.
Для оценки удельной проводимости, а значит, и дрейфового тока необходимо прежде всего знать концентрации электронов и дырок.
Казалось бы, значения п и р можно найти по формулам (1.5) и (1.6). Однако для этого нужно знать положение уровня Ферми в запрещенной зоне. Между тем уровень Ферми, как и химический потенциал, являетсяфункцией концентрации. Следовательно, расчет концентрации должен предшествовать определению уровня Ферми.Эту задачу можно решить руководствуясь условием нейтральности.
Исходя из условия нейтральности, запишем для электронного полупроводника следующее соотношение:
n = N д* + р, (1.13)
где N д* - концентрация положительных донорных ионов (имеется в виду эффективная концентрация). Выражая концентрацию дырок через концентрацию электронов с помощью (1.9) и решая получившееся квадрат ное уравнение относительно n, находим концентрацию электронов в виде:
nn =√¯¯¯¯¯ (1.14)
Аналогичным путем можно найти концентрацию дырок в дырочном полупроводнике:
pр = √¯¯¯¯¯ (1.15)
Индексы n и р означают принадлежность к полупроводнику с соответствующим типом проводимости.
Рабочий температурный диапазон примесных полупроводников ограничен снизу температурой полной ионизации (генерации) примесей (для кремния – 70… -100°С), а сверху – критической температурой, при которой примесный проводник превращается в собственный. В этом диапазоне формулы (1.14) и (1.15) можно упростить, заменяя эффективную концентрацию примесных ионов N* эффективной концентрацией примесных атомов N (поскольку в рабочем диапазоне практически все атомы примеси ионезированы) и пренебрегая собственной концентрацией ni (поскольку в рабочем диапазоне она существенно меньше концентрации примеси). Тогда концентрации основных носителей запишутся в виде:
nn = N д, (1.16)
nn = N а. (1.17)
Концентрация неосновных носителей легко определить, воспользовавшись соотношением (1.10):
Рр = n i2/ N д (1.18)
nр = n i2/ N а (1.19)
Критическую температуру Т кр можно найти следующим образом:
Т кр =5800 φa/ln() (1.20)
где N – концентрация примеси, а Nс Nυ зависит от температуры.
Полагая а = 0,1 и N = 1016 см-3 и задаваясь параметрами для кремния
υа =1,11 В, Nс =2,8 · 1019 см-3 и, N υ = 1,0·1019 см-3, получим
Т кр = 273(10/ln(aN √¯¯¯¯) (1.21)
где удельное сопротивление ρ = 0,85 Ом · см соответствует концентрации
N = 1016 cм-3.
Задачи и основные понятия микросхемотехники.
Сведения, составляющие фундаментальные основы микросхемотехники, являются отражением проведенных, ранее работ и накопившегося опыта среди технологов и инженеров-разработчиков схемотехники по созданию высокого технического уровня разработки и производства современных систем электронной аппаратуры. Характерным для этого опыта следует считать тесное взаимодейстие технологических и архитектурных средств производства интегральных схем и изделий на их основе.
Технологические средства — это групповые процессы, с помощью которых создается современная микроэлектронная аппаратура. Примерами таких процессов могут являться виды планарной технологии изготовления монолитных ИС, процессы ФОТОЛИТОГРАФИИ, ИОННОГО ЛИГИРОВАНИЯ, НАНЕСЕНИЯ ТОНКИХ И ТОЛСТЫХ ПЛЕНОК, МАШИННЫЕ МЕТОДЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ И ИЗГОТОВЛЕНИЯ МНОГОСЛОЙНЫХ МЕЖСОЕДИНЕНИЙ, МЕТОДЫ АВТОМАТИЗИРОВАННОГО КОНТРОЛЯ. Архитектурные средства — это системы групповых технологических процессов, реализующие интегральные схемы ИС, микроэлектронные изделия или аппаратуру подобного класса, системы компонентов в структурах ИС. Предметом микросхемотехники является совокупное изучение перечисленных выше архитектурных средств создания микроэлектронных изделий. Термин микросхемотехника включает общие понятия, относящиеся к проблематике микросхемотехнике и структурным проблемам реализации аппаратуры на основе интегральных схем. В основе микроэлектроники лежит использование групповых, хорошо контролируемых автоматизированных методов, позволяющих достичь резкого повышения качества, технологичности аппаратуры за счет интеграции компонентов и технологических процессов.
Различают следующие основные типы микроэлектронных изделий: 1. Интегральные схемы. 2. Функциональные компоненты (оптоэлектронные, тепло- вые, акустические и т.д.), допускающие интеграцию. 3. Сопутствующие изделия (многослойные печатные платы, микроразъемы, индикаторы, кабели и т.д.).
Биполярные транзисторы.
Транзисторами называются полупроводниковые приборы, предназначенные для усиления и преобразования электрических сигналов. Биполярный транзистор является одним из основных элементов современных электронных устройств. Биполярные транзисторы широко применяются как в аппаратуре связи, так и в устройствах автоматики, вычислительной техники, а также в другой электронной аппаратуре. Биполярный транзистор представляет собой полупроводниковый прибор с двумя взаимодействующими переходами и тремя или больше выводами, усилительные свойства которого обусловлены явлениями инжекции и экстракции неосновных носителей заряда. Слово «биполярный» означает, что работа транзистора зависит от носителей обоих полярностей: отрицательно заряженных свободных электронов и положительно заряженных дырок. Наиболее простым способом транзистор можно изготовить с помощью сплавной технологии, при которой на противоположных плоскостях исходной (базовой) пластинки из слабо лигированного полупроводника, например, N-типа вплавлением создают P- области с несколько различной концетрацией примеси. Одна область с большей концентрацией примеси служит эмиттером, а другая – коллектором (собирателем носителей заряда). Между ними находится тонкий слой базы. На границе раздела областей эмиттера и базы образуется эмиттерный, а на границе между областями коллектора и базы – коллекторный PN- переходы. Полученный таким образом транзистор представляет собой трехслойную структуру PNP. Если транзистор создается на базовой пластине из p- полупроводника, то на её поверхностях получают N –области и транзистор имеет структуру NPN.
При работе транзистора в усилительном режиме на эмиттерный переход
подают прямое напряжение порядка десятых долей вольта, а на коллекторный переход – обратное напряжение, порядка единиц или десятков вольт.
На рисунках показать структурные схемы транзисторов PNP и NPN, их схемные обозначения, график распределения концетрации основных носителей заряда вдоль структуры транзистора и разрез сплавного транзистора структуры PNP.
Поскольку принцип действия транзисторов структуры PNP и NPN одинаков, в дальнейшем будем рассматривать процессы, протекающие в транзисторе и его свойства на примере структуры транзистора PNP.
Выводы. 1.Транзистор содержит эмиттерный и коллекторный переходы и может иметь структуру PNP и NPN.
2. В усилительном режиме на эмиттерный переход подают небольшое прямое напряжение («+»─ое или «– « ое, а на коллекторный переход― обратное. Под рисунками обозначить надписи соответственно: Рис. 1. Структурные схемы транзисторов PNP и NPN (а), их условные схем ные обозначения (прямой −PNP и обратной − NPN проводимости) (б) и гра-фик распределения концентраций основных носителей заряда вдоль структуры транзистора (в).
Рис. 2. Разрез сплавного плоскостного германиевого транзистора типа PNP.
Принцип работы транзистора. Процессы протекающие в транзисторе. Рассмотрение процессов, протекающих в транзисторе, начнем со случая, когда подано напряжение только на коллекторный переход, а источник эмиттерного напряжения отключен с помощью ключа К (см. рис. 3а). В этом случае эмиттерный переход находится в равновесном состоянии (Iдиф = –Iдр), а в коллекторном переходе Iдиф = 0 и поэтому через переход и в цепи коллектора будет протекать малый обратный ток IкБо, равный дрей-фовому (тепловому) току.
Рассмотрим второй случай: коллекторное напряжение равно нолю (коллектор соединен с базой), а на эмиттерный переход подается прямое напряжение (см. рис. 3б). В данном случае потенциальный барьер в эмиттерном переходе понизится и через переход потечет значительный ток дифузии Iдиф = Iдифр + Iдифυ. Встречным дрейфовым током можно пренебречь, так как он намного меньше тока диффузии. Дырочная и электронная составляющие тока диффузии неодинаковы: Iдифn << IIдифр, т.к. из-за низкой концентрации основных носителей заряда в базе градиент концентрации свободных электронов в направлении база −эмиттер многоменьше концентрации дырок внаправлении эмиттер−база. Итак, ток эмиттера —это ток диффузии, состоящий из значительной дыроч ной составляющей и малой электронной составляющей: Iэм = Iэр + Iэn. Из-за ухода свободных электронов из базы в эмиттер в результате диффузии база зарядится положительно (из-за большой концентрации дырок в базе посколько при наличии положительного напряжения на эмиттере свободные электроны из базы направились в сторону эмиттера). Итак, ток эмиттера—это ток диффузии, состоящий из значительной дырочной составляющей и малой электронной составляющей: Iэ = Iэр+ Iэn. Из-за ухода свободных электронов из базы в эмиттер в результате диффузии база зарядится положительно. Это значит, что потенциал базы станет выше потенциала соседнего с ней проводни ка. Под действием этой разницы потенциалов из соседнего проводника в базу будут поступать электроны. Таким образом, электронная составляющая IэN тока эмиттера (дырки) замыкается через базовый вывод и поэтому является одной из составляющих тока базы. Электронная составляющая тока эмиттера в нашем рассматриваемом примере с транзистором структуры PNP является незначительной и поэтому она не участвует в создании управляемого тока коллектора. Чем меньше эта составляющая, тем выше эффективность эмиттера, оцениваемая коэффициентоминжекции
γ =Iэр/(Iэр + Iэn) = Iэр/Iэ ≈ 1 − ρэ / ρб. (1)
Обычно ρб на 2—3 порядка больше ρ϶ и значение ɣ близко к 1 (ɣ = 0,998…0,999). Дырки, перешедшие в результате диффузии из эмиттера в базу(инжекция), продолжают диффундировать в базе в сторону коллектора, поскольку их концентрация в близи коллектора меньше, чем около коллектора. Так как толщина базы очень мала (от 10…до 25мкм.) и концентрация свободных электронов в ней низкая, то 95…99% перешед- ших из эмиттера дырок не успевают рекомбинировать в базе. Они достигают коллекторного перехода и как неосновные носители переносятся полем этого перехода в коллектор (экстракция), образуя управляемый ток коллектора – Ιкр. Влияние рекомбинации дырок в базе на ток коллектора характеризуется коэффици-ентом переноса дырок через базу χ, равным отношению той части дырочной составляющей тока эмиттера, которая дошла до коллекторного перехода, к дырочной составляющей тока эмиттера, поступающей из эмиттера в базуχ = Iкр/ Iэр. Согласно теории транзисторов коэффициент переноса χ
χ = 1/ [1 + 1/2 ·(W/Lрб)2 ] ~ 1–1/2 (W/Lрб)2 (2)
где W ─ толщина базы, Lрб − диффузионная длина дырок в базе. Произведение коэффициентов инжекции и переноса называется
интегральным (статическим) коэффициентом передачи тока эмиттера:
αип = γχ = Iкр /Iэ
Поскольку коэффициенты γ и χ меньше единицы, интегральный коэффи циент передачи тока эмиттера также меньше единицы и составляет (0,95.. 0,98). Дырки, успевшие рекомбинировать в базе, вносят в неё положитель ный заряд. Для рекомбинации этого заряда в базу из соседнего проводни-ка поступает соответствующее число электронов. Таким образом, пример но 2…5% дырочной составляющей тока эмиттера Iэр замыкается через цепь базы, образуя вторую, рекомбинационную составляющую Iэрек тока
базы. Вывод 1: Итак, при наличии прямого напряжения на эмиттере при коллекторном напряжении равном нулю, в цепи коллектора протекает ток, почти равный току эмиттера:
IКр = IЭ – IБ = IЭ.
В заключении, рассмотрим пример, когда напряжение питания транзис тора штатное, т. е. когда источники питания подключены к двум Ρ-Ν переходам транзистора типа ΡΝΡ штатно (т.е. в соответствии с типом транзистора). В отличии от предыдущего случая, при наличии питания на коллекторе, под его действием повысится потенциальный барьер в коллек торном переходе и ток диффузии в этом переходе станет равным нулю. В результате через коллекторный переход будет протекать ещё малый об-ратный ток IKБ0 (см. рис.3в), как в первом случае.
Таким образом, ток коллектора будет равен
IK = άиIЭ +IКБo (3)
Ток IKбо является третьей составляющей тока базы. Причем эта составляющая направлена навстречу составляющим IЭΝ и IЭрек, т.е. вычитается из них:
IБ = IЭΝ + IЭрек− IKбо (4)
Выводы. 1. Под действием прямого напряжения, приложенного к эмиттерному переходу, потенциальный барьер понижается и в базу диффунди-руют (инжектируются) дырки.
2. Инжектированные в базу дырки диффундируют(направляются) в сторону коллекторного перехода.
3. Так как база очень тонкая и концентрация основных носителей заряда ― свободных электронов ― в ней низкая, почти все инжектированные в базу дырки достигают коллекторного перехода и переносятся полем этого перехода в коллектор, образуя управляемый ток коллектора.
4. Небольшая часть инжектированных дырок, успевшая рекомби нировать в базе, образует рекомбинационную составляющую тока эмиттера IЭрек., замыкающуюся через цепь базы.
5. Через цепь базы замыкаются также небольшая электронная составляющая тока эмиттера IЭN, образованная диффузией свобод ных электронов из базы в эмиттер, и обратный ток коллекторного перехода IКбо. Последний направлен навстречу составляющим IЭΝ и IЭрек.
Схемы включения транзистора. Статические характеристики и дифференциальные параметры транзистора.
1. Схемы включения биполярного транзистора. Общие сведения.
При проектировании электронных систем приходится решать ряд самостаятельных задач, основные из которых следующие.
Выбор типа транзистора,к примеру, при разработке усилительного устройства. Какие следует принимать усилительные элементы (УЭ)— биполярные или полевые транзисторы, усилительные лампы, или интегральные микросхемы. Их число, а также число каскадов, применяемых в усилителях, определяется назначением усилителя и его техническими характеристиками. В простейшем случае усилитель может содержать только один усилительный элемент (УЭ) с цепями питания, элементами связи, источником сигнала и нагрузкой. Среди усилительных каскадов следует особо выделить каскад на интегральной схеме (ИС), которой служит, по сути, многокаскадным усилителем, но только в интегральном исполнении. Благодаря универсальным свойствам аналоговых ИС (большим коэффициентом усиления, большим входным и малым выходным сопротивлениям, высоким уровням допустимого выходного сигнала и т. д.) в отдельных случаях каскад на ИС один в состоянии удовлетворить требованиям, предъявляемым к отдельным усилителям, и его можно считать основным функциональным узлом (блоком) для разрабатываемой системы.
Значительное распространение получили также электронные устройства, включая и усилители, с использованием биполярных и полевых транзисторов, благодаря их высоким техническим показателям.
Следующей задачей является выбор способа включения питания усилительных устройств (транзисторов) попеременному току. Способ включения усилительного элемента (УЭ – транзистора) заметно влияет на значения коэффициентов усиления, входного и выходного сопротивлений, на уровень нелинейных искажений, на частотные свойства УЭ. Поэтому в практике разработки электронных схем, имеется три основных способа включения транзисторов: с общей базой (ОБ), с общим эмиттером (ОЭ), и с общим коллектором (ОК).
Не менее важной задачей при проектировании электронных приборов является выбор режима работы транзистора. Режим работы транзистора как усилительного элемента отдельного каскада схемы, к примеру, усилителя существенно сказывается на энергетических показателях (характеристиках) всего электронного усилительного тракта, а также на нелинейных искажениях, вносимых этим элементом. Режим работы транзистора в значительной степени определяет методику расчета каскада и значения его основных показателей. При построении, в основном, усилительных каскадов на биполярных транзисторах (БТ) применяют три схемы включения БТ в зависимости от того, какой электрод является общим для входной и выходной цепи. Различают схемы включения транзистора с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ), с общим коллектором (ОК). Рассмотрим влияние этих схем на следующие показатели каскада: коэффициент усиления; входное и выходное сопротивления; частотные свойства; нелинейные искажения.
Каскад с общим эмиттером. Рассмотрим работу транзистора в режиме с общим эмиттером (ОЭ) и его особенности в сравнении с работой в режимах с ОБ и ОК, а также рассмотрим влияние каскада на полярность усиливаемого сигнала. На рис. 3.1 обозначено: IБО, IKО,ƖЭОтоки покоя соответственно базы, коллектора и эмиттера, имеющие место при отсутствии входного сигнала —ΕΓ=0; iб,ιK,Эполные составляющие токов базы, коллектора и эмиттера, имеющие место при наличии входного сигнала —EΓ ≠ 0.
При этом значения токов полных составляющих можно рассматривать как алгебраическую сумму токов покоя (Іб0, Ік0, Іэ0)) и некоторых переменных токов (іб≈ , ік≈ ,іэ≈,), все указанные токи обозначены на рис. 3.1 стрелками. На рис. 3.2 приве дена характеристика транзистора іқ(Uбэ) и временная диаграмма коллекторного тока, при этом исходная рабочая точка расположена на середине линейного участка характеристики iк (Uбэ). При этом напряжение на коллекторе:
в состоянии покоя определяется выражением Uкэ = E0к ─ Ік0Rн, (3.1) в режиме усиления (в раб. режиме, при Eг ≠ 0 ), выражением Uкэ = E0к – iкRн, (3.2) где iк ─ полная составляющая коллекторного тока, при гармоническом входном сигнале
iк = Ік0 ± Ікm sin ωΤ. (3.3)
Тогда, например, при положительной мгновенной полярности входного сигнала (как показано на рис. 3.1 с учетом указанного типа проводимости транзистора (n-p-n) значение тока коллектора ік возрастать, т.е. согласно (3.2)
Uк.э= (E0к─ Ік0Rн) ─ ІкmRн sin ωΤ = Uк.э ─UЭ.Ksіn ωΤ, (3.4)
где Uк.э ─ постоянная составляющая напряжения на коллекторе, а Uк.э ─ амплитуда переменной составляющей напряжения на коллекторе. Формулы (3.1) ─ (3.4) действительны для Rн = Rн = = Rн ~.
Знак минус ─ в выражении (3.4), имеющий место в случай положительной полярности входного напряжения сигнала (т.е. при его увеличении) означает уменьшение выходного напряжения, которое оказывается противопожным по фазе входному, (т.к. с увеличение положительного напряжения на входе транзистора (Uбэ) ток коллектора на участке эмиттер─ коллектор i эк возрастает, при этом падение напряжения на коллекторной нагрузке так-же возрастает, а напряжение на коллекторе (выходе) —падает согласно (3.2), следовательно, каскад с ОЭ инвертирует входной сигнал.
Усилительные свойства каскада, выполненного на транзисторе по схеме с ОЭ.
1. Коэффициент усиления напряжения
Кu = Uк.э m/Uб.э m (3.5)
зависит от сопротивления нагрузки Rн и может быть большим. Так, при Rн =→ ∞, К →│К21э│и может составлять сотни едениц, однако при Rн →0, К →0, т.е. для схемы с транзистором, включенным с ОЭ выполняется условие 0 < Кu < │ h21э│.
2. Коэффициент усиления тока
Кi = Ікm / Іэm (3.6)
Имеет наибольшее значение при Rн = 0
Кi max = h21э (3.7) и может достигнуть сотен единиц на нижних частотах.
Таким образом, транзистор по схеме с ОЭ с нагрузкой обладает способностью одновременно усиливать и ток и напряжение.
Коэффициент усиления мощности определяется
Кр = Кu Кi (3.8)
Можеть быть порядка тысяч едениц и более (при условии согласования, когда Кр (Rн) максимально).
Входное сопротивление (в области низких частот) равно отношению
Rвх = Uбэ m /Іб m ~ h11э = 1/h11э (3.9) и практически не зависит от Rн, у маломощных транзисторов Rвх равно от 300…3000 Ом, а для мощных транзисторов— единицы Ом. Выходное сопротивление зависит от сопротивления источника сигнала. Так при Rг =0, Rвых = 1/h22э, а при Rг → ∞ Rваых = 1/ h22э, т.е. будет меньше, чем при Rг = 0. Для мало мощных транзисторов Rвых составляет несколько десятков килоом.
В отличии от усилителей, выполненных по схеме с ОЭ, усилители на транзисторе с ОБ имеют ряд недостатков, наиболее существенный из которых состоит в том, что схема с ОБ не дает усиления по току. Кроме того из-за малого входного сопротивления транзистор с ОБ потребляет большой ток от источника напряжения на входе эмиттер база тран зистора(в рабочем режиме и источник сигнала). Кроме того, значительно большое выходное сопротивление транзистора с ОБ также является не желательным, т. к. затрудняет согласование усилителя (выхода транзистора) с нагрузкой.
Указанные недостатки устраняются, если источник сигнала (эмиттерного напряжения, в рабочем режиме и источник сигнала) включить не в эмиттерный, а в базовый провод, (т.е. входную― выходную цепь схемы усилителя преобразовать из схемы ОБ в схему с ОЭ, см. рис. 3.1, 3.2. В таком виде общей точкой подключения входной и выходной цепей транзистора становится вывод эмиттера. Поэтому данную схему включения транзистора называют схемой с общим эмиттером (ОЭ).
При таком включении транзистора воздействие прироста напряжения источника Eб на эмиттерный переход (а значит, и на ток эмиттера) оста ется по существу тем же, что и в схеме с ОБ, поскольку они также при ложены между выводами эмиттера и базы. Теперь, в отличии от схемы с ОБ, источник включен в участок входной цепи с малым током базы. Последний в этом случае является входным током и поэтому усилительные свойство транзистора в схеме с ОЭ характеризуется дифференциальным коэффициентом передачи тока базы:
β = dΙк/dΙб ≈ ΔІк /ΔІб при UKЭ =const.
где ΔІб = ΔІЭ - ΔІк. В свою очередь, ΔІк = αΔІк, откуда ΔІэ = ΔІК/α.
Поэтому ΔІб = ΔІк /α - ΔІк =ΔІк(1- α) /α. Подставив значение ΔІб в выражение для β, получим β = α/ (1- α). При α = 0,98 β = 0,98/(1- 0,98)= 49;
При α = 0,99 β = 0,99/ (1 – 0,99) =99. Таким образом, транзистор, включенный по схеме с ОЭ, усиливает приращение тока базы (амплитуду тока сигнала) в десятки раз, усиление по напряжению в данной схеме остается примерно таким же, как и в схеме с ОБ, т.е. тоже порядка десят-ков. Поэтому коэффициент усиления по мощности в схеме с ОЭ будет равен согласно выражению
Крэ = КŨэКΙэ = 103 – 104.
Дифференциальное входное сопротивление транзистора в схеме с ОЭ
Rвх.э = dUбэ / dІб ≈ ΔǓ /Iб при Iкэ = const
значительно больше, чем в схеме с ОБ (сотни ом), т.к. при одном и том же приросте напряжения (входного сигнала) на эмиттерном переходе) прирост тока базы (в схеме с ОЭ) много меньше прироста тока эмиттера. Выходное сопротивление транзистора в схеме с ОЭ
Rвых.э = dUкэ/Іκ ≈ ΔŪĸэ /ΔІк при Іб = const
меньше, чем в схеме с ОБ (десятки киллоом), поскольку один тот же прирост коллекторного напряжения UK в схеме с ОЭ вызывает большой прирост коллекторного тока IK, чем в схеме с ОБ.
Объясняется это тем, что в схеме с ОЭ небольшая часть напряжения коллекторного источника(а также приростов коллекторного напряжения) прикладывается к эмиттерному переходу (плюс к эмиттеру непосредственно,а минус через коллектор и коллекторный переход к базе).При этом, например, повышение напряжения Ukэ на ΔUkэ вызывает дополнительное понижение потенциального барьера в эмиттерном переходе, что приводит к увеличению токов эмиттера и коллектора. Кроме того, повышение напряжения Ukэ приводит к увеличению и напряжения Ukб, и под действием этого расширяется коллекторный переход, что, в свою очередь, приводит к уменьшению тока базы Iб. Но Rвых определяется при условии постоянства тока базы Iб = const. Поэтому для восстановления прежнего значения тока базы Iб приходится несколько повысить напряжение база– эмиттер Uбэ, под действием которого повышаются (возрастают) токи эмиттера и коллектора (Iэ и Ik).
Электрическая схема для снятия статических характеристик транзистора с ОЭ. приведена на рис.3.10, а на рис.3.11− семейства входных и выходных характеристик для схемы с ОЭ. Входная статическая характеристика для схемы с ОЭ представляет собой зависимость тока базы Іб от напряжения на базе (Uбэ) при неизменном напряжении на коллекторе:
Іб = f(Uбэ) при Uкэ =const
Рассматривая тока базы от напряжения на базе, необходимо иметь в виду, что последнее (Uбэ) воздействует на ток базы (Іб) не непосредственно, а как и в схеме с ОБ, через ток эмиттера. Так, например, увеличение напряжения база-эмиттер (Uбэ) вызовет увеличение тока эмиттера (Іэ), образованного за счет направл енного движения (дрейфа) отрицательно заряженных свободных электронов. При этом за счет роста составляющих тока эмиттера, вызванных основными носителями- электронами (ІЭN) и тока эмиттера, вызванных не основными носителями- рекомбиниированными электронами ІЭ рек увеличивается и ток базы.
Сравнивая входные статические характеристики транзистора с ОЭ с одинаковыми характеристиками для схемы с ОБ, можно выделить(заметить) некоторые различия между ними.
Во-первых, в схеме с ОЭ коллекторное напряжение UKЭ не увеличивает входной ток базы ІБвх а уменьшает его т.е. смещает характеристику Іб = f (UKЭ) вправо. Причем резкое уменьшение тока базы происходит при изменении коллекторного напряжения от нуля до значения, примерно равного напряжению на базе ЕБ, т.е. до нескольких десятых долей вольта. А дальнейшее увеличение напряжения на коллекторе мало влияет на ток базы (входная характеристика очень мало смещается вправо); во- вторых,
входные характеристики в схеме с ОЭ, снятые при наличии коллекторного напряжения, имеют отрицательный участок (ІБ < 0).
Для объяснения указанных особенностей входных статических характеристик транзистора в схеме с ОЭ рассмотрим схему изоб раженную на рис. 3.12.
Выводы. 1. В отличии от схемы с ОБ схема с ОЭ наряду с усилением по напряжению дает также усиление по току. Поэтому усиление по мощности в схеме с ОЭ значительно больше, чем в схеме с ОБ.
2. Транзистор, включенный по схеме с ОЭ, имеет намного лучшие и более приемлемые значения входного и выходного сопротивлений (входное больше, а выходное меньше), чем в схеме с ОБ.
3. Благодаря указанным преимуществам схема с ОЭ находит наибольшее применение на практике.
Литература по курсу: «Электроника и микроэлектроника».
Основная литература
1. Жеребцов И.П. Основы электроники. Энергоатомиздат, 1989. (четвертое издание, переработ. и дополн.). Учебное пособие.
2. И.П. Степаненко. Основы микроэлектроники. М:«Лаборатория Базовых Знаний, 2000.
3. И.П. Степаненко. Основы теории транзисторов и транзистор-
ныхсхем.— М: «Энергия», 1967. 3. Ефимов И.Е., Козырь И.Я., Горбунов Ю.И. Микроэлектроника. Учебное пособие для ВУЗов. —М. Изд-во «Высшая школа», 1987. 4. А.Г. Алексеенко, И.И. Шагурин.
Микросхематехника. Под редакцией И.П. Степаненко. —М: Радио и связь, 1982..
4. А.Г. Алексеенко. Основы микросхемотехники. —М: Сов. радио, 1977.
5. У. Титце, К. Шенк. Полупроводниковая схемотетника: Справочное руководство. Пер. с нем. под ред. А.Г. Алексеенко,—М: Мир, 1982.
6. Усилительные устройства. Под ред. О.В. Головина.Учебное пособие для ВУЗов. —М: Радио и связь, 1993.
7. О.В. Головин, А.А. Кубицкий. Электронные усилители. —М: Радио и связь, 1983.
Дополнительная литература
8. Ф.И. Вайсбург, Г.А. Панаев, Б.Н. Савельеев. Электронные приборы и усилители, —М: КомКнига, 2005.
9. Проектирование усилительных устройств (на интегральных микросхемах). —Минск: Высшая школа, 1980.
10. Шило В.Л. Линейные интегральные схемы в РЭА. 1980.
11. Основы проектирования микроэлектронной аппаратуры. Под ред. Высоцкого Б.Ф., —М: Советское радио, 1978.
12. Микроэлектроника и полупроводниковые приборы. —М: Советское радио, 1977 и более поздние издания.
13. Иванов В.И., Аксенов А.А., Юшин А.М. Полупроводниковые оптоэлектронные приборы. —М: Энергоиздат, 1984.
14. Коломбет Е.А. Микроэлектронные средства обработки аналоговых сигналов. —М: Радио и связь, 1991.
15. Соколов А.А. Основы электроники. —М: Высшая школа.
16. Голуб В.С. Расчет стабилизхации режима полупроводниковых усилителей. —Киев. Технiка, 1977.
17. Горбань. Широкополосные усилители на транзисторах.
18. Линейные транзисторные усилители СВЧ. —М: Сов. радио. 368стр.,1980.
19. Парфёнов О.Д. Технология микросхем. Учебное пособие
для ВУЗов. 318стр., 1986.
20. Применение интегральных схем. Практическое руководство (в двух книгах). —М: Мир, 1987.
21. Таруи Я. Основы технологии СБИС. Пер. с япон.,480стр. 1985.
22. Герасимов С.М., Мигулин И.Н., Яковлев В.Н. Основы теории и расчета транзисторных схем. —М: Сов. радио, 1963.
23. П. Хоровиц, У. Хилл. Искусство схемотехники. (в двух томах). Перевод с англ. —М:, Мир, 1986.
24. Тилл Л., Лаксон Дж. Интегральные схемы (материалы, приборы, изготовление). —М:, Мир, 501стр., 1995.
25. Пасынков В.В. Полупроводниковые приборы. —М:, 1987.
26. Соклоф, Сидни. Аналоговые интегральные схемы. Под ред. Вернера В.Д., пер. с англ. —М:, Мир, 583 стр.,1988.
