В направлении вниз eNB передает следующие каналы:
- Physical Downlink Shared Channel (PDSCH) – физический канал вниз с разделением пользователей; используют для передачи каналов DL SCH и PCH (возможна модуляция 4-ФМ, 16-КАМ и 64-КАМ)
· Physical Downlink Control Channel (PDCCH) – Физический канал управления вниз, информирует UE о назначении канального ресурса для передачи транспортных блоков каналов PCH, DL-SCH,UL-SCH и о Hybrid ARQ, относящейся к каналу DL-SCH. По каналу PDCCH eNB передает ответы на запросы на доступ к сети, поступающие от UE, команды управления мощностью и индикаторы пейджинговых групп. Передачу ведут, используя модуляцию 4-ФМ.
· Physical Hybrid ARQ Indicator Channel (PHICH) – физический модифицированный канал индикации автоматического запроса на повторение передачи; содержит информацию о Hybrid ARQ ACK/NACK в ответ при передаче вверх (модуляция 4-ФМ).
· Physical Broadcast Channel (PBCH) – физический канал передачи вещательной информации (модуляция 4-ФМ).
· Physical Multicast Channel (PMCH) – физический канал групповой передачи пакетов мультимедийного вещания (модуляция 4-ФМ, 16-КАМ и 64-КАМ).
· Physical Control Format Indicator Channel (PCFICH) – физический канал передачи формата, который используют для канала PDCCH (модуляция 4-ФМ).
Взаимосвязь между логическими, транспортными и физическими каналами вниз показана на рис. 3.15.
Рис. 3.15. Соответствие логических, транспортных и физических каналов вниз в LTE.
Кроме рассмотренных физических каналов вниз, eNB передает 2 типа синхронизирующих сигналов: первичный PSS (Primary Synchronization Signal) и вторичный SSS (Secondary Synchronization Signal), а также опорные сигналы. При работе с частотным дуплексом SSS и PSS размещают в субкадрах 0 и 5 в последних и предпоследних OFDM-символах временных слотов 0 и 10 соответственно. Размещение физических каналов в субкадре 0 показано на рис. 3.16. В частотной области сигналы SSS и PSS занимают 6 РБ. Сообщение канала PBCH в 0 субкадре размещают также в 6 РБ в первых 4-х OFDM-символах временного слота 1. Сообщения канала PBCH следуют в 4-х кадрах подряд.
Каналы PCFICH, PDCCH и PHICH передают в начале каждого субкадра. Это позволяет выделять канальный ресурс в реальном времени в зависимости от отношения сигнал/помеха на входе соответствующего приемника по аналогии с технологиями HSPA в стандарте UMTS. Канал PCFICH служит для передачи CFI (Control Format Indicator), т.е. числа OFDM-символов, выделенных в субкадре для передачи информации канала PDCCH. Для этой информации может быть выделено от 1 до 4 OFDM-символов в субкадре. Совместное размещение каналов управления и передачи данных в одном OFDM-символе не допускается.
Типичный вариант распределения канального ресурса в субкадре: каналы управления (PDCCH) занимают 3 OFDM-символа, показан на рис. 3.17.
По каналу PDSCH передают пользовательские данные, сообщения пейджинга, ответы eNB на запросы UE на доступ к сети и блоки системной информации SIB (System Information Blocks). Их размещают в ресурсных блоках субкадра вниз. По каналу PDCCH передают указатели; каждый указатель состоит из идентификатора и командного сообщения DCI (Downlink Control Information) о выделенном ресурсе.
               |
Рис. 3.16. Размещение каналов управления в субкадре 0
В качестве идентификаторов используют [16]:
- временный идентификатор абонента C-RNTI <16 бит> при передаче пользовательских пакетов,
- RA-RNTI (Random Access) <16 бит> для сообщений о доступе к сети,
- P-RNTI = <FFFE> при передаче пакета пейджинга (вызовов),
- SI-RNTI = <FFFF> (System Information) при передаче блока системной информации.
            |
Рис.3.17. Распределение канального ресурса в субкадре вниз
Канальный ресурс выделяют в виде ресурсных блоков (РБ) в субкадре [17]. Для сокращения размеров каждого сообщения в стандарте LTE приняты различные, достаточно остроумные способы индикации выделяемых ресурсных блоков. Прежде всего все РБ разбиты на группы ресурсных блоков (ГРБ). Размер ГРБ зависит от рабочей полосы сети. С увеличением рабочей полосы растет и размер ГРБ (табл.3.9). Группы ресурсных блоков пронумерованы подряд и каждую группу индицируют одним битом. Абоненту могут выделять несколько групп, причем на разных участках рабочего диапазона, а также отдельные РБ, индицируя их так, что длина сообщения о выделяемом ресурсе в битах минимальна.
Таблица 3.9
| Рабочая полоса (в РБ) | Размер ГРБ (в РБ) |
| ≤10 | |
| 11 ‒ 26 | |
| 27 ‒ 63 | |
| 64 ‒ 110 |
DCI содержит также информацию об используемых при передаче модуляционно-кодирующих схемах MCS (Modulation and Coding Scheme)[4], команду управления мощностью передатчика UE, данные о HARQ. Всего стандартом LTE предусмотрено 29 MCS с модуляцией 4-ФМ, 16-КАМ, 64-КАМ и различными скоростями кодирования [17]. В режиме динамического выделения канального ресурса ресурсные блоки и MCS назначают UE на один субкадр. Возможен и полустатический вариант, когда канальный ресурс выделяют для конкретной передачи (соединения) на определенное время в специальных сигнальных сообщениях.
Алгоритм взаимодействия управляющих каналов и передачи по каналу PDSCH представлен на рис. 3.18.
Рис. 3.18. Взаимодействие каналов при передаче вниз
1. UE по каналам PUCCH или PUSCH постоянно передает на eNB индикаторы качества каналов CQI (Channel Quality Indication), на основе которых eNB выбирает формат передачи вниз[5].
2. Планировщик (scheduler) в eNB в динамическом режиме назначает канальный ресурс для каждого субкадра. UE читает информацию каналов PCFICH и PDCCH, определяет выделенный ей канальный ресурс и формат передачи вниз.
3. eNB посылает пакет данных по каналу PDSCH.
4 UE декодирует данные и отправляет вверх подтверждение или неподтверждение (ACK/NACK) приема переданного пакета.
Технологии MIMO
MIMO (Multiple Input – Multiple Output) - многоантенные технологии, используемые для решения двух задач:
- повышения качества связи за счет пространственного временного/частотного кодирования и (или) формирования лучей (beamforming),
- увеличения скорости передачи при использовании пространственного мультиплексирования [12].
В любом варианте MIMO речь идет об одновременной передаче в одном физическом канале нескольких сообщений. Для реализации MIMO используют многоантенные системы: на передающей стороне имеется M передающих антенн, а на приемной стороне N приемных. Эту структуру поясняет рис. 2.19.
Математическая модель, описывающая систему (рис.2.19), представляет собой векторное уравнение
r = H × s + n (2.5)
где r и s - вектора принятых и переданных сигналов, а n – вектор помех на входе приемников.
Рис.2.19. Модель канала с М передающими и N приемными антеннами
Коэффициенты передач между различными передающими и приемными антеннами определяет матрица H:
(2.6)
элементы которой hij являются комплексными коэффициентами передачи напряжения между i приемной антенной и j передающей. Для того, чтобы приемник мог различать сигналы, передаваемые разными антеннами, коэффициенты матрицы Н должны быть между собой некоррелированными.
Когда речь идет о макросотах (сотах на открытом воздухе с высоко поднятыми антеннами), то для обеспечения низкой корреляции приходящих на UE лучей с разных антенн, требуется разнос антенн на eNB порядка 10λ (длин волн). В то же время на мобильном терминале обычно достаточно разнести антенны на λ, чтобы получить слабо коррелированные приходящие сигналы. Это обусловлено тем, что множество лучей, вызывающих быстрые замирания сигналов и их декорреляцию, обычно формируется в ближней зоне около UE. Такая картина типична для микро и пикосот в зданиях. Точно также антенны eNB, установленных внутри помещений или под крышами зданий, могут быть разнесены на гораздо меньшую дистанцию, чем в макросотах. Все сказанное относится к антеннам с одинаковой поляризацией. Разумеется, что использование антенн с ортогональной поляризацией обеспечивает слабую корреляцию коэффициентов передачи hij..
Коэффициенты hij приемник рассчитывает, принимая опорные (символы). Эти опорные символы передающие антенны излучают по очереди по установленному алгоритму (рис. 2.13). При передаче опорного символа одной антенной все остальные антенны “молчат”.
При пространственном временном/частотном кодировании группу символов передают либо последовательно во времени на одной поднесущей (пространственно-временное кодирование), либо одновременно на нескольких поднесущих (пространственно-частотное кодирование) параллельными потоками [14]. В практике многоантенных систем широкое применение нашла схема Аламути пространственно-временного кодирования (Space Time Coding – STC). В ней в конфигурации антенн 2×1 (рис.3.20) через антенны 1 и 2 передают следующие друг за другом символы S1 и S2 и их комплексно-сопряженные значения S* одновременно в 2 последовательных момента времени:
| Антенна 1 | Антенна 2 | |
| Время t = 0 | s1 | s2 |
| t = 1 | -s2* | s1* |
Рис. 2.20. STC при конфигурации антенн 2×1
При приеме в моменты t = 0 и t = 1 получают следующие сигналы:
r(0) = h1s1 + h2s2 + n(0) (2.7)
r(1) = -h1s2* + h2s1* + n(1),
где n(0) и n(1) – соответствующие отсчеты помехи (шума).
Для выделения сигналов s1 и s2 выполняют две линейные операции:
y1 = h1*r(0) + h2r*(1) = (|h1|2 + |h2|2)s1 + h1*n(0) + h2n*(1) (2.8)
y2 = h2*r(0) - h1r*(1) = (|h1|2 + |h2|2)s2 + h2*n(0) – h1n*(1)
В результате устраняются пространственные взаимные помехи, а результирующее отношение сигнал/помеха
(2.9)
Из (2.9) следует, что даже в случае глубоких замираний по одному из каналов (h1 или h2 →0), будет идти прием по другому каналу.
При пространственном мультиплексировании через разные передающие антенны идут разные потоки данных. В результате скорость передачи данных в радиоканале увеличивается в М раз, где М – число независимых потоков данных.
В сетях LTE можно реализовать как однопользовательские MIMO (SU-MIMO), так и многопользовательские MIMO (MU-MIMO). При SU-MIMO вниз все разные потоки данных, передаваемые в одном частотном канале, принимает один UE. В направлении вверх один UE также может передавать через разные антенны несколько независимых потоков.
При MU-MIMO вниз разные потоки будут направлены разным UE, причем каждый мобильный терминал получает только один поток. При использовании MU-MIMO вверх в одном частотном канале одновременно передают несколько UE. На рис. 2.21 показана структура MU-MIMO вниз с 4 UE.
Рис.2.21. Структура MU-MIMO вниз с 4 UE
При переходе от Rel.8 к Rel.10 спецификаций возможности использования технологий MIMO существенно расширились (табл.2.3).
Таблица 2.3.
| Используемая технология | LTE | LTE-A | ||
| Релиз 8 | Релиз 9 | Релиз 10 | ||
| Вниз | SU-MIMO | До 4 потоков | До 4 потоков | До 8 потоков |
| MU-MIMO | До 2 абонентов | До 4 абонентов | До 8 абонентов | |
| Вверх | SU-MIMO | 1 поток | 1 поток | До 4 потоков |
| MU-MIMO | До 8 абонентов | До 8 абонентов | До 8 абонентов |
Остановимся на особенностях реализации MIMO вниз в LTE-A. eNB должен передавать опорные символы с каждой антенны, чтобы UE, принимая их, могли рассчитать коэффициенты матрицы Н (2.6). Однако, уже при 4-х работающих антеннах снижение пропускной способности ресурсного блока составляет почти 15% (табл.2.1). Чтобы не увеличивать дальнейшего снижения пропускной способности каналов трафика при 8 антеннах, в LTE-A введена новая структура передачи опорных сигналов.
Во-первых, продолжается передача опорных символов (CRS), специфицированных для 4 антенных портов (рис.2.13). Заметим, что представленная на рис.2.13 конфигурация CRS зависит от идентификатора соты. Сохраняя структуру, она может смещаться внутри РБ по вертикали (поднесущим) на 0…5 позиций. Это обеспечивает прием CRS мобильными терминалами с минимальными помехами из соседних сот. Сами опорные символы представляют собой комплексные числа С(n) = С1(n) + jС2(n), которые в нормализованном виде составляют 4 возможные комбинации: 1+j, 1–j, -1+j, -1-j, что соответствует 4 позициям радиосигнала при модуляции 4-ФМ. Значения С1(n) и С2(n) зависят от номера РБ, номера тайм-слота, номера антенного порта и определяются из кодов Голда, генерируемых eNB при передаче.
В сетях LTE-A eNB, кроме CRS, передает дополнительные опорные сигналы: CSI-RS (Channel State Information – Reference Signal) и UE-RS (UE specific Reference Signal).
При использовании пространственного мультиплексирования существенно усложняется построение приемников. Каждый независимый поток данных создает помехи другим потокам. Поэтому пространственное мультиплексирование реализуют в “хороших” каналах, с высоким отношением сигнал/помеха. Для разделения потоков в приемнике необходимо, чтобы число приемных антенн N было не меньше числа передаваемых потоков данных. Если принять, что каждый поток идет через одну передающую антенну[6], то в соответствии с рис.2.19 N 
M. Теория и практика показывают, что с увеличением числа приемных антенн (например, при N=4 и М=2 в сравнении с вариантом N=2 и М=2) коэффициент ошибок снижается. Что касается алгоритмов обработки сигналов в приемнике, то все производимые в них операции выполняют на каждой поднесущей.
Опишем различные алгоритмы обработки сигналов в приемнике при пространственном мультиплексировании [12], [17].
Алгоритм максимального правдоподобия. Приемник максимального правдоподобия выполняет векторное декодирование и является оптимальным в смысле минимизации вероятности ошибки. В приемнике производят перебор всех возможных вариантов переданного вектора s. При равной вероятности передачи любых вариантов s искомым сигналом считают 
, минимизирующий оценку:
(2.10)
Прямая реализация алгоритма при двух независимых потоках и модуляции 16-КАМ требует перебора 216 возможных состояний сигнала, при 4 потоках ‒ 416, а при модуляции 64-КАМ 464 состояний. Просмотр такого числа вариантов пока практически нереализуем, хотя методы сферического декодирования, требующие дополнительного совместного исследования матрицы Н и помех, позволяют существенно уменьшить зону поиска.
Линейные алгоритмы.
Линейные алгоритмы основаны на решении системы М линейных уравнений, получаемых путем псевдообращения матрицы коэффициентов Н (2.4). Этот алгоритм принято называть ZF (Zero-Forcing). Если матрица Н квадратная, то-есть число независимых потоков данных М равно числу приемных антенн N, то вектор переданных сигналов s можно определить, умножив левую и правую части (2.5) на обратную матрицу H-1 и решив следующую систему уравнений:
s = H-1 × r – H-1 × n (2.11)
Если число приемных антенн N больше числа принимаемых потоков данных М, то матрица Н становится прямоугольной размерностью N×М (НNM). В этом случае выполняют псевдообращение матрицы НMP по алгоритму Мура-Пенроуза, где используют матрицу НН, эрмитово-сопряженную с матрицей Н. Матрицу НН получают, транспонируя матрицу Н и заменяя все элементы hij на их комплексно-сопряженные значения. Оператор
(2.12)
имеет размерность М×N. Заменив в (2.11) H-1 на НMP, получаем
s = НMP × r – НMP × n (2.13)
Оба варианта ZF-приемника (2.11) и (2.13) отличаются вычислительной простотой, но дают существенно худший результат в сравнении с алгоритмом максимального правдоподобия, поскольку после умножения НMP × n усиливается влияние помех.
С целью улучшения приема используют модифицированный ZF-алгоритм, получивший название MMSE (Minimum Mean Square Error). В MMSE-приемнике оператор НMP заменен оператором WMMSE:
(2.14)
где 
- соотношение сигнал/помеха, а 
– единичная матрица размерности M.
Нелинейные алгоритмы.
Нелинейные алгоритмы приемников сигналов с пространственным мультиплексированием дают лучшие результаты, чем линейные, но требуют значительно бόльшего объема вычислений. Одним из наиболее известных нелинейных алгоритмов является Vertical-Bell Labs Layered Space Time Architecture или V-BLAST. Алгоритм работы V-BLAST включает в себя как линейные, так и нелинейные операции. Он основан на QR-разложении канальной матрицы HNM с последующим определением и исключением отдельных принятых символов. Матрицу HNM представляют в виде произведения
НNM = QNM RMM (2.15)
где QNM –унитарная матрица, удовлетворяющая условию:
,
а RMM – диагональная матрица вида
(2.16)
Далее преобразовываем уравнение (2.5), умножая его левую и правую части на 
, к виду
, (2.17)
где вектор 
, а вектор 
. Отметим, что вследствие унитарности матрицы мощность помех не возрастает. В результате получаем систему уравнений
(2.18)
которую решаем, находя компоненты вектора s, начиная с последнего sM. Детали реализации алгоритма V-BLAST приведены в [1, гл.15].
Результаты компьютерного моделирования работы детектора V-BLAST в зависимости от отношения сигнал/суммарная помеха (SNR) приведены на рис.2.22. Смоделирована передача 2 потоков данных с модуляцией 16-КАМ при приеме на 2 антенны.
Рис. 2.22. Прием сигналов при пространственном мультиплексировании
