Расчет схемы восстановления постоянной

Составляющей

Принципиальная управляемая схема восстановления постоянной составляющей (УСВПС) представлена на рисунке 3.14. Она включает в себя транзисторы VT2, VT3, резисторы R2, R3 и конденсаторы С1, С2 и С3. На базы транзисторов через конденсаторы С2 и С3 поступают импульсы фиксации (ИФ). Импульсы фиксации строчной частоты совпадают по времени с задней площадкой гасящего импульса видеосигнала.

На базу транзистора VT2 подается импульс отрицательной полярности, а на базу VT3 - положительной. Эти импульсы открывают переход база-эмиттер в транзисторах и в контуре, состоящем из конденсатора С3, транзисторов VT2, VT3 и конденсатора С2. Ток i(t) протекающий по этой цепи перезаряжает конденсаторы С2 и С3.

В паузах между двумя управляющими импульсами конденсаторы С2 и С3 медленно разряжаются через резисторы R2 и R3. При этом транзисторы VT2 и VT3 закрыты. Так как схема симметрична, то потенциал в точке Б равен потенциалу в точке А. При подаче видеосигнала навход потенциал точки Б во время действия управляющего импульса изменяется. Если потенциал точки Б оказывается выше потенциала точки А, транзистор VT2 закрывается, и емкость С1 разряжается током через VT3. Если же потенциал точки Б оказался ниже потенциала точки А, то закрывается транзистор VT3 и конденсатор С1 заряжается током через транзистор VT2.

Рисунок 3.14 - Принципиальная схема УСВПС.

 

Токи и при изменении постоянной составляющей будут протекать до тех пор, пока потенциал в точке Б не будет равен потенциалу в точке А.

УСВПС обеспечивает быстрое восстановление уровня фиксации при изменении постоянной составляющей. Постоянная времени цепи заряда и разряда одинакова. Для обеспечения быстродействия схемы желательно иметь минимальное внутреннее сопротивление источника сигнала. Это обеспечивает включённый перед схемой фиксации преобразователь сопротивления – эмиттерный повторитель на транзисторе VT1.

Важным достоинством УСВПС является значительно меньшие искажения формы фиксируемого сигнала по сравнению с НСВПС. Это объясняется тем, что в паузах оба транзистора закрыты и разряд конденсатора С1 возможен лишь на большое сопротивление закрытых переходов транзисторов VT2, VT3 и большое входное сопротивление следующего каскада. Обычно длительность и фаза управляющих импульсов определяется назначением УСВПС и особенностями исходного ТВ сигнала. В реальных УСВПС, например, длительность управляющих импульсов выбирают в пределах от 0.9 до 0.25 (период строчных гасящих импульсов). Уменьшение длительности управляющих импульсов по сравнению с длительностью строчных гасящих импульсов обуславливается необходимостью жесткого фазирования управляющего импульса с интервалом гашения строк. Нельзя допускать попадания импульсов управления в интервалы прямого хода строк, так как при этом неправильно воспроизводится уровень средней составляющей ТВ сигнала, а уровень фиксации зависит от соответствующих значений амплитуды ТВС.

Несовпадение интервалов гашения и фиксации обычно возникает из-за пренебрежения при расчетах относительными задержками ТВ сигнала и управляющих импульсов, возникающими в соответствующих элементах схем и в кабелях. И в то же время длительность управляющих импульсов нельзя брать меньше 4...2.5 (мкс). Иначе при чрезмерном уменьшении длительности импульсов уровень фиксации зависит от шумов, попадающих в интервал фиксации.

Транзисторы VT2 и VT3 выбираем из условия минимального сопротивления в открытом состоянии и максимального сопротивления в закрытом состоянии. Также эти транзисторы должны быть высокочастотными, так как длительность управляющего импульса составляет всего 3 (мкс). С учетом этого выбираем маломощные, высокочастотные комплиментарные транзисторы КТ315Г и КТ361Г. Для них сопротивление в закрытом состоянии = 1 (МОм).

Сопротивление открытого транзистора в режиме насыщения по справочным данным ( = 0.9 (B) при = 20 (мА)) рассчитывается так:

= 45 (Ом).

Сопротивление цепи разряда конденсатора определяется выходным сопротивлением входного эмиттерного повторителя (ЭП) УСВПС , сопротивлением транзистора в закрытом состоянии и входным сопротив­лением выходного ЭП УСВПС : . Определим входное сопротивлением выходного ЭП УСВПС . Этот каскад собран на транзисторе VT4 по схеме эмиттерного повторителя.

Определим требования к транзистору VT4: маломощный высокочастотный биполярный n-p-n транзистор, имеющий максимальное постоянное напряжение коллектор-эмиттер

, где = 12 (В) – напряжение питания.

= 14.4 (В); граничная частота коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером , где = 0.1 (мкс) – длительность фронта импульса. .

Этим условиям удовлетворяет транзистор КТ3102Г со следующими параметрами: минимальный коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ при = 5 (В), = 1 (мА): = 400; предельное напряжение коллектор-эмиттер: = 20 (В); предельный постоянный ток коллектора = 100 (мА); граничная частота при = 10 (В), = 30 (мА): = 200 (МГц). Задавшись током эмиттера = 1 (мА), определим величину резистора R6 в цепи эмиттера транзистора VT4.

, где = 0.3 (В) – амплитуда импульса. (Ом).

Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-300 Ом 5%.

Находим минимальное входное сопротивление этого каскада:

, 120 (кОм).

Определим выходное сопротивления входного ЭП УСВПС . Этот каскад собран на транзисторе VT1 по схеме эмиттерного повторителя (рис. 5.2.1). Требования к транзистору VT1 аналогичны требованиям к транзистору VT4.

, где зададимся R1=1 (кОм) (выберем резистор типа МЛТ-0.125-1 кОм 10%). Выходное сопротивление транзистора VT1 , где - крутизна сквозной характеристики эмиттерного тока; , где - сопротивление базы транзистора; - сопротивление эмиттера транзистора; =1 (кОм) - эквивалентное сопротивление источника.

= , где = 500 (с)- постоянная времени цепи ОС на высокой частоте,

= 7 (Ф) - ёмкость коллекторного перехода. = (Ом).

, где 1 (мА) – ток эмиттера в мА. (Ом). 0.034 (А/B),

= 29.4 (Ом).Тогда находим выходное сопротивление входного ЭП: = 28.5 (Ом).

Тогда можем вычислить: =107 (кОм).Ёмкость конденсатора (Ф).

Выбираем конденсатор С1 типа КМ6-H90-5.6 нФ.

Однако, для С1 должно выполняться условие: C1 , где - паразитные емкости управляемой схемы восстановления постоянной составляющей. Для данной схемы установлено = 10 (пФ). Проверим условие: 5.6 (Ф) 10 (Ф) = 1 (Ф), следовательно, это условие выполняется и значение емкости С1 выбрано верно.

Время заряда конденсатора С1 должно быть меньше длительности импульса фиксации: < . Постоянная времени заряда конденсатора С1 может быть найдена по следующей формуле: = 5.6 (Ф) 28.5+45), Ом = 0.41 (мкс).

Так как 0.41 < 3 , значит, последнее условие выполняется и значение постоянной времени заряда выбрано правильно.

Чтобы конденсаторы С2 и С3 за время, равное , при отсутствии управляющих импульсов, не успели заметно разрядится, необходимо выбрать постоянные времени разряда этих конденсаторов в 10-20 раз больше , то есть:

= = (10...20 = (10…20 52 (с), откуда

= = 520…540 (мкс).

Сопротивление резистора R3 выбираем из условия: R3< ,

где = 0.3 (В) – напряжение открывания транзистора VT3; изменение обратного тока коллектора. , где = 1(мА)-обратный ток коллектора при K; K.

R3 < . Величина сопротивления резистора R2 определяется аналогичным образом. Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-18 кОм . При R2 = R3 = 18 (кОм), получаем (пусть = =1000 (с):

C2 = С3 = . Выбираем конденсаторы типа КМ6-Н90-56 нФ.

Делитель из резисторов R4, R5 определяет уровень фиксации CВПС. Скважность импульсов синхронизации .

Ток, протекающий через делитель R4-R5 , где = 100 (мА) – средний эмиттерный ток транзистора. = 7.4 (мА).

Определим пределы регулирования величины сопротивления резистора R5: , где = 0.3 (В) – напряжение база-эмиттер, при котором транзистор открывается. = 81 (Ом). Выбираем резистор типа СП3-19а-100 Ом 5%.

Определим величину сопротивления резистора R4: ,

где = 12 (В) – напряжение питания. = 1.5 (кОм).

Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-1.5 кОм 10%.

Kонденсатор С4 препятствует изменению уровня фиксации, при изменении протекающего тока через делитель R4, R5.

Определим величину ёмкости конденсатора С4 из условия:

. Выбираем конденсатор типа КМ6-Н90-0.68 мкФ.

3.6.3 Расчёт фильтра нижних частот

Фильтр нижних частот (ФНЧ) обеспечивает выделение спектра синхроимпульсов из спектра яркостного сигнала с целью уменьшения энергии шумов, возрастающих с ростом частоты. Действие этих шумов может привести к изменению уровня синхроимпульсов и как следствие, к неправильной работе пикового детектора.

Параметры ФНЧ: частота среза фильтра = 6 (МГц); затухание на частоте 1.5 = 9 (МГц) на уровне 10 (дБ) и на частоте 3.5 = 21 (МГц) на уровне 55 (дБ).

Схема ФНЧ Кауэра С04-15-20 представлена на рисунке 3.15, а номиналы элементов схемы в таблице 3.1.

Значение элементов фильтра получаем с помощью программы Filter Solution

Рисунок 3.15 - Принципиальная схема ФНЧ.

 

Таблица 3.1 - Номиналы элементов.

R1	1 кОм
C1	41,7 нФ
C2	20,12 нФ
L1	18,4 нГн
L2	24,76 нГн
C3	61,51 нФ
C4	0,070 нФ
C5	50,83 нФ
R2	1 кОм

Оценка характеристик ФНЧ

Оценка частотной характеристики затухания, фазовой характеристики производится с помощью кривых и таблиц. Оценка запаздывания фазы производится по формуле , где фаза, частота, время выражены соответственно в градусах, герцах, секундах.

График этой характеристики приведен на рисунке 3.16.

 

Рисунок 3.16 - Частотная характеристика ФНЧ.

3.7 Расчёт усилителя

Управляемый усилитель с переменным коэффициентом передачи предназначен для поддержания номинального уровня выходного сигнала и собран на усилителе (У) DA1 типа ADOP37AH (рисунок 3.17).

Рисунок 3.17 - Принципиальная схема усилителя.

Зададимся потенциалом на неинвертирующем входе ОУ =5 (В), т.е.

падение напряжения на этом делителе составит = - = 12 (В) – 5 (В) = 7 (В), током делителя = 1 (мА) и рассчитаем значения сопротивлений резисторов R3, R4, при условии R3>>R4. жх--+

(R3+R4) = = 7 (кОм). Выбираем резистор R3 типа МЛТ-0.125-6.2 кОм 5%.

Резистор R1 предназначен для согласования входа устройства с волновым сопротивлением коаксиального кабеля, т.е. R1=75 (Ом). Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-75 Ом 5 %.

Резиcтор R4 (сопротивление обратной связи) предназначен для регулировки коэффициента усиления. Величина сопротивления резистора R4: R4 = 1.5 , где = 12 (В), = 140 (мВт) – напряжение питания и потребляемая мощность ОУ каскада ФУН соответственно.

R4 = 1.5 = 1.8 (кОм). Выбираем резистор МЛТ-0.125-1.8 кОм 10%.

Конденсатор С1 предотвращает прохождение постоянной составляющей входного сигнала и выбирается из условия С1>> , где = 20 (мс) – период кадровой развёртки; = 1.3 (Ом) – входное сопротивление ОУ: C1 >> = 15.3 (Ф). Выбираем конденсатор типа КМ6-Н90-15 нФ.

Конденсатор С3 предотвращает прохождение постоянной составляющей с выхода усилителя в следующий каскад и выбирается из условия С3>> , где = 20 (мс) - длительность поля кадра; = 1 (кОм) – входное сопротивление следующего каскада (ФНЧ). С3 >> (Ф). Выбираем конденсатор типа К50-35-220 мкФ. Конденсатор С4 типа КМ6-Н90-0.1 мкФ обеспечивает пропускание высокочастотной составляющей сигнала.

3.7.1 Расчёт коэффициента передачи усиления

Коэффициент перeдачи усиления определяется как: , где - сопротивление обратной связи. Так как коэффициент передачи следующего каскада (ФНЧ) = 0.5, то выбираем в номинальном режиме = 2, чтобы скомпенсировать потерю уровня напряжения в ФНЧ. Таким образом, основной функцией УУ будет являться поддержание на своём выходе напряжения 2 (В).

Исходя из этого находим величину сопротивления резистора R2: R2= = 500 (Ом). Выбираем резистор типа МЛТ-0.125-510 Ом 5%.

Аналогичным образом рассчитанные параметры элементов АРУ в различных режимах при отклонении входного уровня сигнала яркости от номинала 1 (В) на 50 % сведены в таблице 3.2.

 

Таблица 3.2 - Параметры элементов АРУ в различных режимах.

 

Параметр	Номинальный режим	Отклонение на -50%	Отклонение на +50%
Уровень входного сигнала яркости, В	1.0	0.5	1.5
до подачи управляющего сигнала	2.0	2.0	2.0
Напряжение на выходе ПД, В	0.2	0.05	0.35
Напряжение на выходе ФУН, В	1.0	0.25	1.75
Крутизна ПТ VT1, мА/B	1.0	0.5	1.5
, кОм	1.0	2.0	0.67
после подачи управляющего сигнала	2.0	4.0	1.34
Напряжение на выходе УУ после подачи управляющего сигнала, В	2.0	2.0	2.0

 

Из таблицы 3.2 видно, что система отслеживает и компенсирует изменения уровня входного номинального сигнала яркости в пределах 50 %. Принципиальная схема блока обработки сигнала представлена на рисунке 3.18, а в более развернутом виде в Приложении 2.

 

Рисунок 3.18 - Принципиальная схема блока обработки сигнала.