В.3. Структура учебного пособия 3 страница

Каждая точка диаграммы определяется четырьмя битами, из которых Y _{0, q'}и Y _{1, q'}являются битами высшего приоритета, а Y _{2, q'}и Y _{3, q'}– низшего. Как видно, четыре явно выраженные группы по четыре точки характеризуются одинаковыми битами высшего приоритета. Координаты точек внутри группы определяются битами низшего приоритета. При неиерархическом декодировании демодуляция производится так, как будто модуляция была выполнена по способу квадратурной фазовой манипуляции. При этом достаточно определить лишь параметры группы из четырех битов и извлечь биты высшего приоритета Y _{0, q'}и Y _{1, q'}. Такая процедура может быть выполнена без ошибок при сравнительно большом уровне помех, так как группы отстоят друг от друга на большее расстояние, чем отдельные точки внутри группы. Если уровень помех сравнительно невелик, то можно различить положения отдельных точек внутри каждой группы и в процессе демодуляции по способу 16-QAM извлечь и биты низшего приоритета Y _{2, q'}и Y _{3, q'}.

-2

Im (Ż) Y _{1, q}_¢ Y _{3, q}_¢

а) 16-QAM a=2

Re (Ż) Y _{0, q}_¢ Y _{2, q}_¢

-4

Im (Ż) Y _{1, q}_¢ Y _{3, q}_¢

б) 16-QAM a=4

Re (Ż) Y _{0, q}_¢ Y _{2, q}_¢

-6

-2

Рис.2.4. Неоднородная модуляция 16-QAM: а – a=2; б – a=4

2.3. Модуляция OFDM и преобразование Фурье

Детальное описание способа модуляции OFDM требует высокого уровня абстракции.

Не случайно в стандарте DVB-T приводятся формулы, дающие представление выходного радиосигнала в виде вещественной части комплексного колебания достаточно сложной структуры. Подобные формулы могли бы быть написаны, например, и для амплитудно-модулированного колебания, но в этом случае они представляли бы собой способ описания, дополнительный к временным, спектральным и векторным диаграммам. Иная ситуация в случае модуляции OFDM. Аналитическая форма описания является основной, поскольку именно она определяет способ реализации этого вида модуляции.

Рассмотрим модуляцию несущих. Независимо от способа (QPSK или QAM) модулированное колебание представляет собой сумму синфазной компоненты (косинусоиды) с амплитудой, равной вещественной части нормированного комплексного модуляционного символа Re{ Ċ }= C_I, и квадратурной компоненты с амплитудой, равной мнимой части модуляционного символа Im{ Ċ }= C_Q. Значения модуляционных символов в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов C_I, квадратурное колебание – на мнимые части C_Q, а результаты перемножения складывать.

Эту операцию можно выполнять различными способами. Например, можно все эти действия выполнять в цифровой форме, а обработанные данные подвергать затем цифроаналоговому преобразованию. Но можно сначала осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, а умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение может представлять собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.

Если попытаться максимальное количество действий выполнить в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером k и частотой f_k, модулированной символом C_k, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа C_k и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой f_k:

S_k (t)=Re{ C_k exp(j 2 pf_kt)}=Re{ C_k exp(j 2p kt / T_U)}. ( 2.1 )

Частота f_k представляет собой k -тую гармонику основной частоты 1/ T_U, то есть величины, обратной длительности полезной части символа и равной расстоянию между частотами соседних несущих. Сигнал OFDM, записанный на интервале одного символа, представляет собой сумму всех несущих колебаний, модулированных своими модуляционными символами:

S (t)=S S_k (t) = SRe{ C_k exp(j 2p kt / T_U)}, ( 2.2)

где суммирование выполняется по всем значениям k от k _min до k _max.

Но можно сначала выполнить суммирование, а затем взять его вещественную часть. Поскольку цифровая система передачи данных – система с дискретным временем, то при вычислениях в цифровой форме вместо непрерывной переменной t надо подставить ее дискретный аналог nT (здесь T – интервал дискретизации, а n – номер отсчета):

S (nT)= S_n = Re{S C_k exp(j 2p knT / T_U)}. (2.3)

Имеет смысл сравнить выражение (2.3) с формулой обратного дискретного преобразования Фурье:

X_n = S X_k · exp(j 2p kn / N). (2. 4 )

Последняя формула также предполагает действия с комплексными числами, она позволяет вычислить значения сигнала X_n в моменты nT путем суммирования его гармонических составляющих с известными комплексными амплитудами X_k (здесь N – количество отсчетов сигнала и соответственно количество его составляющих (включая постоянную), которое может быть рассчитано в дискретной форме, причем суммирование выполняется по всем k от 0 до (N –1). При описании сигнала формула позволяет перейти из частотной области во временную, используя для этого суммирование всех гармонических составляющих сигнала, которые являются ортогональными.

Надо отметить, что формулы (2.3) и (2.4) аналогичны, ведь радиосигнал OFDM на интервале символа также представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Более того, формулы для обратного преобразования Фурье и радиосигнала OFDM становятся тождественными, если положить N = T_U / T и ввести в формулу для сигнала OFDM суммирование от 0 до (N –1), причем считать нулевыми значения модуляционных символов для вновь введенных дополнительных номеров. Тогда становится ясным, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).

Но надо ли осуществлять модуляцию OFDM в виде обратного преобразования Фурье? Ведь это всего лишь способ математического описания, а частотное уплотнение можно получить традиционным способом, то есть с использованием обычных модуляторов. Однако, если бы переход к преобразованию Фурье не был бы сделан, то модуляция OFDM имела бы малые шансы на практическую реализацию. Преимущества системы OFDM проявляются при очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), но в этом случае прямое аппаратурное формирование сигнала OFDM потребовало бы огромных схемотехнических затрат в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такая схема была бы реализована. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют – алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ), и созданы процессоры БПФ в виде больших интегральных схем. Формула для сигнала OFDM, представляющая вещественную часть обратного преобразования Фурье и регламентирующая формирование радиосигнала, представляет собой важную часть стандарта DVB-T, поскольку именно она определяет алгоритм практической реализации предлагаемого в стандарте способа модуляции OFDM.

Отношение T_U / N = T (здесь N – размер массива БПФ), определяющее интервал дискретизации в формуле (2.3), играет важную роль в спецификации стандарта DVB-T. Величина 1/ T называется системной тактовой частотой. И время символа, и защитный интервал являются целыми кратными T. В системе DVB-T, рассчитанной на каналы шириной 8 МГц, системная тактовая частота равна 1/ T =64/7 МГц. Эта величина является оптимальной с точки зрения уменьшения интерференционных помех из-за взаимодействия с излучаемыми радиосигналами аналогового телевидения.

Система DVB-T была изначально спроектирована для шага средних частот каналов 8 МГц, принятого в Европе для дециметрового частотного диапазона. Однако система легко может быть приспособлена к другим диапазонам с другим шагом. Для перехода к 7 МГц каналам необходимо заменить системную тактовую частоту на 8 МГц. При этом сохраняется вся структура обработки сигналов (можно использовать одни и те же интегральные схемы для обработки), но объем передаваемых данных составляет лишь 7/8 от исходного. Для перехода к каналу шириной 6 МГц следует использовать системную тактовую частоту (13,5´8192)/(858´19) МГц.

Интересно, что можно использовать не только вещественную, но и мнимую части вычисленного обратного преобразования Фурье. Выполним в соответствии с формулой обратного преобразования Фурье вычисление и вещественной и мнимой частей (мнимая часть обозначается как S_Q (t), вещественная – обозначается здесь как S_I (t) и дает уже описанный сигнал S (t)):

SC_k exp(j 2p f_kt)= S_I (t)+ jS_Q (t).

Умножим вещественную часть на колебание с частотой F ₀ (будем называть его «синфазным»), а мнимую часть – на квадратурное колебание той же частоты (сдвинутое по фазе по отношению к синфазному на 90°). Тогда суммирование полученных произведений дает сигнал OFDM, спектр которого смещен на частоту F ₀. Такая операция соответствует преобразованию частоты, которое неизбежно используется для переноса радиосигнала в полосу частот выбранного канала вещания:

S ₀(t)= S_I (t)cos(2p F ₀ t) – S_Q (t)sin(2p F ₀ t)=

S{ C_Ik _(t)cos[2p(f_k + F ₀) t ] – c_Qk _(t)sin[2p(f_k + F ₀) t ]}

Именно такое преобразование иллюстрирует схема формирования радиосигнала OFDM (рис.2.5).

ОБПФ

ЦАП

ФНЧ

Генератор F ₀

90°

∑

S ₀

S_Q

S_I

C_K

Рис.2.5. Формирование радиосигнала OFDM

2.4. Спектр радиосигнала OFDM

Общая спектральная плотность мощности сигнала OFDM может быть найдена как сумма спектральных плотностей мощности отдельных несущих (рис.2.6). Она могла бы быть весьма близкой к постоянной в полосе частот, которую занимают несущие, но длительность передаваемого OFDM символа больше, чем величина, обратная расстоянию между несущими, на величину защитного интервала.

–60

–40

–20

–8

–4

Спектральная плотность, дБ

8 k

2 k

f – f_c

МГц

1/ T_U

Рис.2.6. Спектр мощности радиосигнала OFDM

(защитный интервал T_U /4, f_c – центральная частота)

В связи с этим основной лепесток спектральной плотности мощности одной несущей несколько меньше удвоенного расстояния между несущими, поэтому спектральная плотность мощности сигнала OFDM в номинальной полосе частот (7,608258 МГц в режиме 2 k и 7,611607 МГц в режиме 8 k) не является постоянной. Уровень мощности на частотах вне номинальной полосы может быть уменьшен с помощью соответствующих фильтров.

2.5. Многолучевой прием

Многолучевой прием – явление, типичное для наземного телевизионного вещания. Если, наряду с основным радиосигналом, принимается, например, сигнал, отраженный от препятствия и пришедший к приемной антенне с задержкой, на экране появляется повтор, то есть копия изображения, сдвинутая по горизонтали. Если интенсивность повтора велика (отраженный сигнал сравним с основным), то изображение становится неприемлемым. Бороться с повторами можно путем использования узконаправленных приемных антенн.

Возможен и частотный подход к оценке многолучевого приема. В результате интерференции радиосигналов, пришедших в точку приема с разными задержками, некоторые частотные компоненты радиосигнала ослабляются, а некоторые – усиливаются, что приводит к неравномерности частотной характеристики канала (рис.2.7). Частотную характеристику с помощью перестраиваемых фильтров можно попытаться сделать постоянной в диапазоне, занимаемом спектром радиосигнала, если предварительно оценить неравномерность. Но такой путь не всегда возможен. Представим, что повторный радиосигнал приходит в точку приема с такой же интенсивностью, что и основной (такой повтор называют эхо-сигналом 0 дБ). Интерференционное взаимодействие основного сигнала и повтора приведет к тому, что отдельные компоненты суммарного сигнала окажутся полностью уничтоженными.

Эхо-сигнал, задержанный на четверть длительности символа, приводит к подавлению каждой четвертой несущей сигнала OFDM. Такие подавленные компоненты не могут быть скорректированы за счет полосовой фильтрации, принятый сигнал претерпевает необратимые искажения. Однако в системе COFDM подавленные компоненты могут быть полностью восстановлены благодаря использованию частотного уплотнения в сочетании с кодированием, обнаруживающим и исправляющим ошибки. Это является следствием того, что данные, переносимые каждой несущей, доступны для обработки в системе канального кодирования. Каждая несущая пакета OFDM несет лишь небольшую часть данных, ошибки в которых могут быть обнаружены и исправлены с помощью системы канального кодирования.

2.6. Параметры системы DVB-T

Основные параметры, характеризующие передачу данных в системе DVB-T, приведены в табл.2.1 (числа, приведенные курсивом, являются приблизительными величинами). Число несущих, передающих полезную информацию, зависит только от режима и равно 1512 для режима 2k и 6048 для режима 8k. Число "полезных" несущих в обоих режимах отличается ровно в четыре раза. Если учесть, что и длительность полезного интервала при переходе от режима к режиму также меняется в четыре раза, то такой важный параметр, как частота следования символов данных RS, оказывается в двух режимах одинаковым и равным 6,75 миллионам символов в секунду (RS=1512/224мкс = 6048/896 мкс = 6,75МГц = 6,75 Мегасимвол/с).

Частотная характеристика

Мощность

Частоты несущих колебаний OFDM

Рис.2.7. Влияние многолучевого приема на частотную характеристику канала

и спектр принимаемого cигнала OFDM

Таблица 2.1. Основные параметры системы DVB-T

Параметр	Режим
8k	2k
Число несущих
Длительность полезного интервала Tu, мкс
Длительность защитного интервала Tg, мкс	224, 112, 56, 28	56, 28, 14, 7
Интервал между несущими, Гц
Интервал между крайними несущими, МГц	7,61	7,61
Модуляция несущих	QPSK, 16-QAM, 64-QAM	QPSK, 16-QAM, 64-QAM
Скорость внутреннего кода	1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8	1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8

ГЛАВА 3.

СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ СИСТЕМЫ ВЕЩАНИЯ DVB-Т

3.1. Структурная схема системы вещания по стандарту DVB-T

3.2. Задача определения системных параметров

3.3. Условия определения зоны покрытия

3.4. Напряженность электрического поля

3.5. Распространение радиоволн

3.1. Структурная схема системы вещания по стандарту DVB-T

На рис. 3.1 представлена структурная схема системы вещания по стандарту DVB-T.

Система компрессии включает в себя следующие компоненты:

- видео и аудио кодер MPEG-2 DVB CODICO® Е-1000 - 2 шт.;

- мультиплексор транспортных потоков MPEG-2 DVB CODICO® RTM-3800;

-централизованная система управления и контроля компонентами компрессии и мультиплексирования CODICO® NМС-4000.

Видео и аудио сигналы телевизионных программ, а так же аудио сигналы дополнительных радиопрограмм подаются:

- видео сигнал - на композитный вход кодера;

- сигналы аудио - на 2 стерео симметричных входа.

Функциональная схема вещания (комбинированная с Интернетом) показана на рис.3.2.

Кодеры осуществляют компрессию видео и аудио сигналов в соответствии со стандартами MPEG-2 DVB и формирование цифрового транспортного потока.

АЦП

Источник аналогового сигнала

Сжатие. Кодер MPEG-2

Канальное кодирующее устройство

Модулятор

ЦАП

Декодер MPEG-2

Канальное декодирующее устройство

Демодулятор

Получатель аналогового сигнала

Кодер

Декодер

Рис.3.1. Структурная схема системы вещания по стандарту DVB-T

Цифровые транспортные потоки, содержащие видео и аудио программы, через интерфейсы ASI-DVB подаются на мультиплексор. Здесь формируется единый многопрограммный транспортный поток. Выход мультиплексора будет подключен к COFDM модулятору цифрового передатчика.

Передача данных в составе транспортного потока МРЕG-2 относится к сравнительно новым видам связи и начала развиваться после принятия стандарта EN 301.192 в направлении скоростного Internet - передачи информации из Internet по скоростным каналам систем цифрового вещания.

Процесс ввода данных IP в поток MPEG-2 DVB осуществляют инкапсуляторы, или, по-другому, IP-DVB шлюзы. Адресация передаваемой информации осуществляется путем присвоения каждому абоненту уникального 48-битного МАС (физического) адреса приемного устройства. Специальное программное обеспечение на передающей стороне управляет потоками передаваемой информации, ведет учет трафика и тарификацию, осуществляет расчеты с абонентами. Шлюзы имеют ряд основных характеристик, которые отличают одного производителя от другого:

- скорость выходного потока (обычно в пределах пропускной способности транспортного канала – спутникового ствола 30...40Мбит/с, кабельной сети, MMDS, канала наземного вещания DVB-T);

- число поддерживаемых потоков (числом различных PID);

- число одновременно обслуживаемых абонентов;

- входные интерфейсы;

- выходные интерфейсы;

- задержка.

Усилитель Модулятор

MUX 1 рабочий RTM-3600

Мультиплексор

ASI

Кодер 1 E-1X00

ASI 1

Кодер 2 E-1X00

ASI 2

IP-DVB шлюз Рабочий IGW-600

ASI 3

ASI 4

ASI 5

ASI 6

ASI 7

ASI 8

Сервер прокси

Маршрутизатор

Internet

Оператор Internet

Местный оператор Internet

Модем

DVB-T карта Компьютер

SetTopBox

Рис.3.2. Функциональная схема вещания (комбинированная с Интернетом)

Ввод информации обычно осуществляется через высокоскоростной интерфейс Fast Ethernet 100BaseT. В качестве формата выходного потока предпочитают DVB-ASI, как наиболее универсальный формат, хотя в качестве опций могут использоваться и другие интерфейсы.

Гибкость стандарта MPEG-2 и разработанная DVB концепция контейнера данных позволяют передавать в одном транспортном потоке инкапсулированные данные и любые другие сигналы в стандарте MPEG-2/DVB, если выход инкапсулятора подключен к одному из входов мультиплексора. Многие модели инкапсуляторов формируют минимально необходимый набор таблиц РАТ, РМТ, СА и могут работать непосредственно на модулятор, если на данной несущей частоте не предполагается передачи других сигналов.

В качестве инкапсулятора для опытной зоны используется устройство IGW-600 компании SCOPUS Network Technologies.

Это устройство обеспечивает соединение между сетями с разными стандартами - IP-сетью и широкополосным спутниковым или кабельным DVB каналом. На входной стороне IGW-600 соединяется по интерфейсу 10/100BaseT с двумя независимыми локальными сетями, по одной из которых происходит передача данных (эта сеть может быть незащищенной, например, Internet), по другой, защищенной, осуществляется контроль и управление работой устройства. По выходу инкапсулятор IGW-600 имеет интерфейс DVB-ASI и непосредственно подсоединяться к DVB модулятору (в режиме SCPC) или входу мультиплексора (в режиме MCPC).

IGW-600 полностью совместим со спецификацией DVB стандарта передачи данных EN 301 192 и обеспечивает следующие возможности передачи:

- IP-multicast – возможность посылать одно и то же сообщение одновременно нескольким абонентам;

- конвейеризация данных, потоковая передача и многопротокольная инкапсуляция;

- взаимодействие со стандартными маршрутизаторами;

- заполнение дейтаграмм для обеспечения прохождения TCP/IP через DVB мультиплексоры со встроенными буферами;

- поддержка до 8192 PID в выходном транспортном потоке;

- поддержка до 10000 абонентов;

- дистанционная установка новых версий программного обеспечения;

- пакетное кодирование для обеспечения конфиденциальности передаваемой информации.

Инкапсулятор управляется и конфигурируется Центральным Устройством Конфигурации CCU (Central Configuration Unit) – так называется программное приложение, работающее на платформе Windows NT. Это приложение подключается к локальной сети контроля и управления, оно контролирует действия абонентов, выбирает прокси-сервер для каждого сеанса связи, обслуживает таблицу маршрутизации на прокси-сервере и взаимодействует с внешними системами тарификации и аутентификации. Каждый раз при входе абонента в сеть CCU информирует IGW-600 о классе и качестве предоставляемых абоненту услуг, группе и параметрах кодирования.

Основным средством индивидуального приема данных в системах высокоскоростного доступа в Internet является специализированная компьютерная плата, вставляемая в свободный слот на материнской плате компьютера и взаимодействующая с ресурсами компьютера по высокоскоростной шине данных. Такие платы выпускаются многими производителями, и их цена сейчас опустилась ниже цены абонентских цифровых приемников. Так же на рынке появились и индивидуальные приемные устройства с шиной USB для подключения к персональному компьютеру абонента.

3.2. Задача определения системных параметров

При проектировании DVB-T эфирных сетей в обязательном порядке рассматриваются следующие вопросы:

· выбор режима работы DVB сети (режим работы и формат модуляции, иерархический и неиерархический режимы, скорости потоков, мультиплексирование, источники сигналов, степень компрессии и т.п.);

· базовое сетевое планирование (одночастотная – SFN или многочастотная – MFN сеть, число передатчиков и зоны покрытия, виды предоставляемых услуг, определение скорости кодирования – CR и защитного интервала – ΔТ, определение числа каналов, расчет числа и режимов работы ретрансляторов и т.п.);