Схема выделения модуля абсолютного значения сигнала

 

Схема, показанная на рис. 4.45, позволяет получать на выходе положительное напряжение, равное абсолютной величине входного сигнала; она представляет собой двухполупериодный выпрямитель. Как обычно, операционные усилители с цепью обратной связи устраняют влияние падений напряжения на диодах, характерное для пассивного выпрямителя.

 

 

Рис. 4.45.  Активный двухполупериодный выпрямитель.

 

_{Упражнение 4.9. Объясните, как работает схема, показанная на рис. 4.45. Подсказка: сначала на вход нужно подать положительное напряжение и посмотреть, что будет, а затем – отрицательное напряжение.}

 

На рис. 4.46 показана еще одна схема определения абсолютного значения. Она представляет собой сочетание вспомогательного инвертора (ИС₁) и активного ограничителя (ИС₂). При положительных уровнях входного напряжения ограничитель не влияет на работу схемы, его выход находится в насыщении, и в результате ИСХ работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение по абсолютному значению равно входному. При отрицательных уровнях входного напряжения ограничитель поддерживает в точке X напряжение, равное потенциалу земли, и при этом ИС₁ работает как инвертор с единичным коэффициентом усиления. Таким образом, выходное напряжение равно абсолютной величине входного напряжения. Если ИС₂ запитывается от единственного источника положительного напряжения, то отпадают проблемы, связанные с конечной скоростью нарастания, так как напряжение на выходе ограничителя изменяется лишь в пределах падения напряжения на диоде. Отметим, что от резистора R₃ высокая точность не требуется.

 

 

Рис. 4.46.

 

Интеграторы

 

На основе операционных усилителей можно строить почти идеальные интеграторы, на которые не распространяется ограничение U_вых << U_вх. На рис. 4.47 показана такая схема.

 

 

Рис. 4.47. Интегратор.

 

Входной ток U_вх / R протекает через конденсатор С. В связи с тем что инвертирующий вход имеет потенциальное заземление, выходное напряжение определяется следующим образом:

U_вх / R = – C (dU_вх / dt) или U_вых = (1/ RC)

U_вхdt + const

Безусловно, входным сигналом может быть и ток, в этом случае резистор R не нужен. Представленной здесь схеме присущ один недостаток, связанный с тем, что выходное напряжение имеет тенденцию к дрейфу, обусловленному сдвигами ОУ и током смещения (обратной связи по постоянному току, которая нарушает правило 3 из разд. 4.08, здесь нет). Это нежелательное явление можно ослабить, если использовать ОУ на полевых транзисторах, отрегулировать входное напряжение сдвига ОУ и выбрать большие величины для R и С. Кроме того, на практике часто прибегают к периодическому сбросу в нуль интегратора с помощью подключенного к конденсатору переключателя (обычно на полевом транзисторе), поэтому играет роль только кратковременный дрейф. В качестве примера рассмотрим интегратор, в котором использован ОУ на полевых транзисторах типа LF411 (ток смещения составляет 25 пА), настроенный на нуль (напряжение сдвига составляет не более 0,2 мВ).

Резистор и конденсатор выбраны так: R = 10 МОм и С = 10 мкФ; для такой схемы дрейф не превышает 0,005 В за 1000 с. Если остаточный дрейф по‑прежнему слишком велик для конкретного случая использования интегратора, то к конденсатору С следует подключить большой резистор R₂, который обеспечит стабильное смещение за счет обратной связи по постоянному току. Такое подключение приведет к ослаблению интегрирующих свойств на очень низкой частоте: f < 1/ R₂С. На рис. 4.48 показаны интеграторы, в которых использованы переключатели для сброса на полевых транзисторах и резистор стабилизации смещения.

 

 

Рис. 4.48. Интеграторы на основе ОУ с переключателями для сброса.

 

В схемах такого типа может потребоваться резистор обратной связи с очень большим сопротивлением. На рис. 4.49 показан прием, с помощью которого большое эффективное значение сопротивления обратной связи создается за счет резисторов с относительно небольшими сопротивлениями.

 

 

Рис. 4.49.

 

Представленная цепь обратной связи работает как один резистор с сопротивлением 10 МОм в стандартной схеме инвертирующего усилителя с коэффициентом усиления по напряжению, равным – 100. Достоинство этой схемы состоит в том, что она позволяет использовать удобные сопротивления резисторов и не создает опасности из‑за влияния паразитной емкости, которую всегда нужно учитывать при работе с большими резисторами. Отметим, что в схеме идеального преобразователя тока в напряжение (разд. 4.09) описанный выше прием может привести к увеличению эффективного входного напряжения сдвига.

Например, если схема, показанная на рис. 4.49, подключена к источнику с большим импедансом (скажем, на вход поступает ток от фотодиода и входной резистор опущен), то выходной сдвиг будет в 100 раз превышать U_сдв. Если в той же схеме есть резистор обратной связи величиной 10 МОм, то выходное напряжение равно U_сдв (сдвигом, обусловленным входным током, можно пренебречь).

Схемная компенсация утечки полевого транзистора. Рассмотрим интегратор с переключателем на полевом транзисторе (рис. 4.48). Ток утечки перехода сток‑исток протекает через суммирующий переход даже в том случае, когда полевой транзистор находится в состоянии ВЫКЛ. Эта ошибка может быть преобладающей в интеграторе в случае использования операционного усилителя с очень малым входным током и конденсатора с небольшой утечкой. Например, превосходный «электрометрический» ОУ типа AD549 со входами на полевых транзисторах обладает входным током величиной 0,06 пА (максимум), а высококачественный металлизированный тефлоновый или полистироловый конденсатор емкостью 0,01 мкФ обладает сопротивлением утечки величиной 10⁷ МОм (минимум). При таких условиях интегратор, без учета схемы сброса, поддерживает на суммирующем переходе прямой ток величиной ниже 1 пА (для худшего случая, когда выходной сигнал составляет 10 В двойной амплитуды), что соответствует величине изменения dU / dt на выходе, равной 0,01 мВ/с. Для сравнения посмотрите, чему равна утечка такого популярного МОП‑транзистора, как например 2N4351 (в режиме обогащения). При U_{ист_сток} = 10 В и U_{затв_ист} = 0 В максимальный ток утечки равен 10 нА. Иными словами, утечка полевого транзистора в 10000 раз больше, чем утечка всех остальных элементов, взятых вместе.

На рис. 4.50 показано интересное схемное решение.

 

 

Рис. 4.50.

 

Оба n ‑канальных МОП‑транзистора переключаются вместе, однако транзистор Т₁ переключается тогда, когда напряжение на затворе равно нулю и +15 В, при этом в состоянии ВЫКЛ (напряжение на затворе равно нулю) утечка затвора (а также утечка перехода сток‑исток) полностью исключается. В состоянии ВКЛ конденсатор, как и прежде, разряжается, но при удвоенном R_вкл. В состоянии ВЫКЛ небольшой ток утечки транзистора Т₂ через резистор R₂ стекает на землю, создавая пренебрежимо малое падение напряжения. Через суммирующий переход ток утечки не протекает, так как к истоку, стоку и, подложке транзистора Т₁ приложено одно и тоже напряжение. Сравните эту схему со схемой пикового детектора с нулевой утечкой, приведенной на рис. 4.40.

 

 

Дифференциаторы

 

Дифференциаторы подобны интеграторам, в них только меняются местами резистор R и конденсатор С (рис. 4.51).

 

 

Рис. 4.51.

 

Инвертирующий вход ОУ заземлен, поэтому изменение входного напряжения с некоторой скоростью вызывает появление тока I = C (dU_вх / dt), а следовательно, и выходного напряжения U _вх = – RC (dU_вх / dt). Дифференциаторы имеют стабилизированное смещение, неприятности создают обычно шумы и нестабильность работы на высоких частотах, что связано с большим усилением ОУ и внутренними фазовыми сдвигами. В связи с этим следует ослаблять дифференцирующие свойства схемы на некоторой максимальной частоте. Обычно для этого используют метод, который показан на рис. 4.52.

 

 

Рис. 4.52.

 

Компоненты R₁ и С₂, с помощью которых создается спад, выбирают с учетом уровня шума и ширины полосы пропускания ОУ. На высоких частотах благодаря резистору R₁ и конденсатору С ₂ схема начинает работать как интегратор.