Усилители с обратной связью

Обратная связь находит широкое использование в разнообразных электронных устройствах. Особую роль обратная связь играет в микроэлектронных усилителях. Можно утверждать, что без ее широкого использования было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.

Обратной связью называется передача энергии из выходной цепи усилителя во входную. Выходной сигнал может поступать на вход устройства полностью или только частично. Сниматься сигнал обратной связи может как с выхода всего устройства, так и с какого-либо промежуточного каскада и подаваться может как на вход всего устройства, так и во входную цепь промежуточного каскада. Обратную связь, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую весь многокаскадный усилитель - общей.

Структурная схема усилителя с обратной связью приведена на рис. 2.21. Здесь коэффициент усиления устройства и коэффициент обратной связи обозначены в виде комплексных величин. Этим утверждается наличие фазового сдвига в ОНЧ и ОВЧ за счет реактивных элементов в самом усилителе и в цепи обратной связи. Коэффициент представляет собой отношение сигнала обратной связи, поступающего на вход с выхода устройства, к выходному сигналу.

Обратная связь вводится в усилитель для изменения его характеристик и параметров в нужном направлении. Обратная связь может возникать за счет (обычно нежелательного) влияния выходных цепей на входные (паразитная обратная связь), через общие цепи питания.

Наличие обратной связи может привести к увеличению либо к уменьшению сигнала на выходе устройства и соответственно коэффициента усиления. В первом случае фазы входного сигнала и сигнала обратной связи совпадают и амплитуды складываются - такую обратную связь называют положительной (ПОС). Во втором случае фазы противоположны и амплитуды сигналов вычитываются - такую обратную связь называют отрицательной (ООС). Положительная обратная связь находит применение в различных генераторах, а иногда и частотно-избирательных усилителях. В большинстве же усилителей положительная обратная связь является нежелательной и используется крайне редко.

Основное применение в усилительных устройствах находит отрицательная обратная связь (ООС). Она позволяет повысить стабильность работы усилителей, а также улучшить другие важные параметры и характеристики. Сразу следует подчеркнуть, что снижение коэффициента усиления в современных усилительных устройствах за счет ООС не является очень значительным фактором, поскольку широко используются микроэлектронные структуры с большими собственными коэффициентами усиления (имеет место значительный запас по величине ).

В усилителях применяют различные виды отрицательной обратной связи, которые различают по способу подачи сигналов ООС во входную цепь усилителя и по способу снятия с выхода усилителя. Если во входной цепи усилителя вычитается ток цепи обратной связи из тока входного сигнала, то ООС называют параллельной. Если же во входной цепи вычитаются напряжения входного сигнала и обратной связи, то ООС называют последовательной.

По способу получения (снятия) сигнала обратной связи различают ООС по напряжению, когда сигнал ООС пропорционален усилителя, и ООС по току, когда сигнал ООС пропорционален току через нагрузку. При последовательной обратной связи по напряжению с выхода усилителя снимается часть выходного напряжения , которая во входной цепи алгебраически складывается с . На рис. 2.22 приведена структурная схема усилителя с последовательной обратной связью по напряжению. Напряжение обратной связи , где (обычно ). Здесь во входной цепи усилителя действует напряжение, равное .

Прежде всего, рассмотрим влияние последовательной обратной связи по напряжению на коэффициент усиления по напряжению. Для усилителя, охваченного обратной связью, можно записать

.

Напомним, что коэффициент усиления по напряжению усилителя без обратной связи . Поэтому, для усилителя с ООС можно получить

. (2.25)

Величины и комплексные, но для простоты изложения будем использовать их действительные значения, что соответствует области средних частот работы усилителя. Формула (2.25) справедлива для случая ООС. В этом легко убедиться, поскольку . Отметим, что при положительной обратной связи в знаменателе правой части (2.25) следует использовать знак «-».

Из (2.25) следует, что при последовательной ООС по напряжению стабилизируется величина . Так, например, при за счет каких-либо причин возрос на 50%, но при этом увеличится лишь примерно на 0,2%.

Введем понятие глубины обратной связи, которая для ООС равна

. (2.26)

На основании (2.26) можно заключить, что глубина ООС возрастает при увеличении и . При очень глубокой ООС , поэтому в данном случае (2.25) можно переписать в следующем виде:

. (2.27)

Из выражения (2.27) следует очень важный вывод, что при глубокой ООС удается практически полностью исключить влияние параметров транзистора и всего усилителя (в частности, ) на его коэффициент усиления . Здесь уже не будут влиять такие факторы, как изменение температуры, радиационное воздействие, разброс параметров, старение и др.. Введение глубокой последовательной ООС по напряжению обеспечивает стабильность коэффициента усиления по напряжению. Коэффициент усиления по (2.27) определяется , т. е. отношением номиналов двух резисторов.

Улучшение стабильности коэффициента усиления с помощью ООС также широко используется для расширения АЧХ усилителя. На рис. 2.23 приведена АЧХ для усилителя без ООС; там же приведена АЧХ и для .

АЧХ удобно рассчитывать с помощью (2.25). Поскольку , то однозначно определяется . При отклонении частоты сигнала в ОНЧ или ОВЧ уменьшается , но падает и глубина ООС, т. е. . В результате изменяется слабо и реализуется АЧХ с широкой полосой пропускания. Таким образом, можно заключить, что наличие ООС уменьшает частотные искажения, т. е. снижает и .

С помощью ООС удается уменьшить нелинейные искажения, а также влияние помех в усилителе. Поскольку с увеличением будет уменьшаться напряжение непосредственно на входе усилителя (на базе или затворе транзистора), то его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента. Уменьшение рабочих размахов токов и напряжений на участках ВАХ и приведет к уменьшению коэффициентов гармоник. С некоторым приближением можно считать, что ООС обеспечивает работу усилителя на участках ВАХ с малой нелинейностью. Для коэффициента нелинейных искажений усилителя , охваченного ООС, можно записать . Это обстоятельство в ряде случаев оказывает решающее значение, особенно для выходных каскадов усилителя.

Входное сопротивление в усилителе с ООС определяется способом подачи сигналов обратной связи во входную цепь. При последовательной ООС по напряжению можно представить как . Поскольку , то после проведения преобразований можно получить

. (2.28)

Из (2.28) видно, что последовательная ООС по напряжению увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз. Это имеет важное значение для входных каскадов усилителей, работающих от источников (датчиков) входного сигнала с большим внутренним сопротивлением .

Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При последовательной ООС по напряжению усилителя меньше зависит от тока нагрузки, что соответствует уменьшению его выходного сопротивления. Для рассматриваемого вида ООС можно записать:

, (2.29)

откуда следует, что последовательная ООС по напряжению уменьшает выходное сопротивление в F раз. Таким образом, чем глубже OОC, тем меньше . Это имеет важное значение в усилителях напряжения, поскольку позволяет значительно снизить зависимость выходного напряжения от .

Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по напряжению уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления по напряжению; снижает линейные и нелинейные искажения; повышает входное и уменьшает выходное сопротивления усилителя.

Последовательная обратная связь по току отличается от последовательной обратной связи по напряжению только выходной частью структурной схемы, т. е. только способом снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя. При последовательной обратной связи по току в выходной цепи усилителя включается специальный резистор , падение напряжения на котором пропорционально выходному току. На рис. 2.24,а приведена выходная часть структурной схемы усилителя с обратной связью по току. Во входной цепи усилителя с последовательной обратной связью алгебраически складывается с входным напряжением, как и в усилителе на рис. 2.22. Из рис. 2.24,а следует, что и .

Поскольку во входной цепи усилителя складываются напряжения для последовательных ООС по напряжению и току, то формула (2.25) является общей для любой последовательной ООС. При глубокой ООС по току выражение (2.25) можно преобразовать к следующему виду:

. (2.30)

Из (2.30) следует вывод о стабильности , но этот вывод здесь справедлив лишь при . Таким образом, различного рода внешние воздействия, разброс параметров транзисторов не оказывают существенного влияния на усилителя с глубокой последовательной ООС по току. Однако такой усилитель весьма чувствителен к изменениям сопротивления нагрузки.

Входное сопротивление усилителя с ООС, как отмечалось выше, определяется способом подачи сигналов во входную цепь. Поскольку и в данном случае используется последовательная ООС, оказывается справедливой формула (2.28) со всеми вытекающими из нее выводами. Способ снятия сигнала обратной связи с выхода усилителя не влияет на , и совершенно неважно, какая ООС используется по напряжению или току.

Наиболее существенное отличие последовательных ООС по напряжению и току проявляется через . Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия сигнала обратной связи с выхода устройства. При этом способ подачи сигнала ООС во входную цепь не играет никакой роли. Для усилителя, охваченного ООС, по току можно записать следующее выражение: , откуда следует, что выходное сопротивление возрастает.

Изложенное выше позволяет заключить, что последовательная ООС по току стабилизирует коэффициент усиления при постоянной нагрузке, снижает искажения, повышает входное и выходное сопротивления усилителя.

Параллельная обратная связь по току отличается, от последовательной обратной связи по току только входной частью структурной схемы усилителя с параллельной обратной связью. Здесь напряжение образует ток обратной связи , протекающий через дополнительный резистор R. Во входной цепи усилителя происходит алгебраическое сложение и тока входного сигнала. Полная структурная схема усилителя с параллельной обратной связью по току просто формируется из ее частей, изображенных на рис. 2.24, где , а коэффициент обратной связи по току . Глубина ООС по току .

Поскольку основное применение параллельная ООС по току находит в усилителях тока, наиболее интересным является ее воздействие на коэффициент усиления по току . Аналогично (2.25), находим

(2.31)

где - коэффициент усиления по току усилителя без ООС. Точно так же, как при ООС по напряжению стабилизируется , при параллельной ООС по току стабилизируется - . Здесь значительно снижается влияние внешних факторов и разброса параметров на . При глубокой параллельной ООС по току (2.31) преобразуется к виду . Коэффициент усиления по току будет определяться лишь отношением двух резисторов. Отметим также, что введение параллельной ООС по току уменьшает линейные и нелинейные искажения токовых сигналов.

Поскольку входное сопротивление усилителя с ООС определяется лишь способом подачи сигнала обратной связи во входную цепь, то для параллельной ООС можно записать: . Здесь во входной цепи усилителя складываются токи. Таким образом, параллельная ООС уменьшает , причем обратно пропорциональна глубине ООС по току.

Как было показано выше, ООС по току способствует увеличению выходного сопротивления усилителя. При параллельной ООС по току увеличивается пропорционально возрастанию .

Итак, параллельная ООС по току уменьшает и стабилизирует коэффициент усиления по току, снижает искажения токовых сигналов, уменьшает входное и увеличивает выходное сопротивления усилителя.

При параллельной обратной связи по напряжению с сопротивления нагрузки снимается выходное напряжение, которое во входной цепи образует ток обратной связи, протекающий через резистор R. Структурную схему усилителя с параллельной обратной связью по напряжению можно составить из входной части, справедливой для параллельной обратной связи (рис. 2.24, б), и выходной части, справедливой для обратной связи по напряжению (выходная часть на рис. 2.22).

При глубокой параллельной ООС по напряжению нетрудно получить

. (2.32)

Сравним (2.30) и (2.32): если при последовательной ООС по току стабилен при , то в данном случае, при параллельной ООС по напряжению стабилен при .

Итак, параллельная ООС по напряжению стабилизирует коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, снижает искажения, уменьшает выходное и входное сопротивления усилителя.

В разделах 2.2 и 2.3 уже были рассмотрены усилительные каскады, в которых использовалась ООС. Теперь остановимся подробнее на способах создания ООС и ее влияния на параметры конкретных усилителей.

В эмиттерном (см. рис. 2.14) и истоковом (см. рис. 2.20) повторителях имеет место 100%-ная последовательная ООС по напряжению. Прежде всего, рассмотрим еще раз эмиттерный повторитель. Напомним, что входное напряжение в нем прикладывается между базой транзистора и общей шиной, а выходное напряжение снимается между эмиттером и общей шиной. Таким образом, к эмиттерному переходу транзистора оказывается приложенным управляющее напряжение, равное . Поскольку во входной цепи происходит алгебраическое сложение напряжений, то данная обратная связь является последовательной. Так как сигнал обратной связи снимается с нагрузки (с выхода усилителя) и пропорционален , то такая обратная связь является связью по напряжению. Поскольку напряжение обратной связи составляет не часть, а все , обратная связь является 100%-ной. Во входной цепи происходит вычитание амплитуд напряжений входного сигнала и сигнала обратной связи, т. е. уменьшается управляющий сигнал между базой и эмиттером транзистора, поэтому связь оказывается отрицательной.

Для определения способа получения сигнала обратной связи с выхода усилителя удобно пользоваться методом короткого замыкания (КЗ) нагрузки. В реальном усилителе при использовании этого метода нагрузкой следует считать резистор, с которого, снимается выходной сигнал. Для рассматриваемого каскада ОК таким резистором является . Если при (мысленном) замыкании нагрузки обратная связь исчезает, то это связь по напряжению, а если не исчезает, то это - связь по току.

В эмиттерном (или истоковом) повторителе замыкание (или ) приводит к исчезновению , которое и является напряжением . Таким образом, при КЗ нагрузки обратная связь исчезает, следовательно, в повторителе имеет место обратная связь по напряжению.

Из раздела 2.2 известно, что каскад ОК имеет , малые искажения, большое входное и малое выходное сопротивления. Теперь можно сделать общие выводы относительно параметров каскада ОК. Малый и малые искажения получены за счет 100%-ной ООС, большое сопротивление - из-за того, что ООС последовательная, а малое - что ООС по напряжению. То же самое можно повторить и для каскада ОС.

Теперь рассмотрим усилители с последовательной ООС по току. На рис. 2.25 приведена принципиальная схема каскада ОЭ с последовательной ООС по току, которая создается через резистор . Нетрудно показать, что рассматриваемая обратная связь является последовательной ООС (на эмиттере присутствует напряжение сигнала обратной связи той же полярности, что и на базе). Однако здесь уже будет ООС по току, что можно доказать с помощью метода КЗ нагрузки. Так, при (мысленном) замыкании резистора , с которого здесь снимается выходной сигнал, обратная связь не исчезает (а даже несколько возрастает), следовательно, это связь по току.

Для коэффициента усиления по напряжению в усилителе рис. 2.25 можно использовать общую формулу (2.4), справедливую для любого усилительного каскада ОЭ. В каскаде с последовательной ООС , следовательно, пренебрегая и подставив (2.13) в (2.4), после проведения преобразований можно получить

. (2.33)

Полезно сравнить выражение (2.33) с общими формулами для усилителя с последовательной ООС (2.27) или (2.30). Формула (2.33) на конкретном примере подтверждает сделанный ранее важный вывод, что глубокая последовательная ООС исключает влияние параметров транзисторов и всего усилителя на коэффициент , т. е. ООС стабилизирует . Наиболее важным, пожалуй, является даже не повышение стабильности относительно внешних воздействий, а отсутствие влияния не только параметров транзисторов, но даже самих величин и . Из (2.33) следует, что определяется лишь отношением и .

Усилительный каскад на полевом транзисторе с последовательной ООС по току можно представить как каскад ОИ (см. рис. 2.17) при отключенном конденсаторе . В этом случае сигнал ООС образуется на резисторе . Нетрудно показать, что можно рассчитать по следующей формуле:

, (2.34)

где глубина ООС . При выражение (2.34) можно представить как

. (2.35)

Формула (2.35) почти повторяет (2.33). Разница состоит лишь в кажущемся отсутствии влияния . Однако, на самом деле, для низкоомной нагрузки в (2.35) следует заменить на . Выходные сопротивления каскадов ОЭ и ОИ должны возрастать при использовании ООС по току. Во внутренней структуре усилителя это так и происходит. Однако выход этих каскадов шунтируется резисторами и . В результате в них обычно сохраняется постоянное примерно равное (или ).

Теперь вернемся к начальному варианту каскада ОИ (см. рис. 2.17), где присутствует конденсатор . Этот конденсатор вводится для устранения ООС по переменному току. Действительно, теперь в каскаде ОИ будет иметь место лишь последовательная ООС по постоянному току, стабилизирующая режим покоя. Поскольку теперь на резисторе не выделяется переменного напряжения , то в (2.34) следует положить , что приведет ее к виду (2.19). Таким образом, при устранении ООС по переменному току произошло повышение коэффициента усиления. То же самое можно получить и при переходе от каскада ОЭ (рис. 2.25) к каскаду ОЭ (рис. 2.9).

При разработке усилителей необходимо помнить, что наряду с положительными свойствами введение общей ООС может принести и весьма существенный недостаток – неустойчивость работы, за счет чего в устройстве может возникнуть самовозбуждение. Если это произойдет, то усилитель перестанет выполнять свою основную функцию – усиливать, т. е. он вообще перестанет быть усилителем, а превратится в генератор.

Эта неудача может произойти из-за того, что на некоторой частоте ООС вследствие влияния реактивных элементов схемы превращается в ПОС, причем эта частота может находиться за пределами полосы пропускания усилителя.

Для получения идеальной ООС в усилителе необходимо, чтобы суммарный угол сдвига , вносимый самим усилителем и цепью обратной связи, был равен 180°. В реальном многокаскадном усилителе это условие можно выполнить лишь на одной частоте (или нескольких отдельных частотах). На других частотах (особенно на границах и за пределами полосы пропускания АЧХ) . Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых как самим усилителем, так и цепью обратной связи. Фазовые сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей обратной связью. Если дополнительный фазовый сдвиг достигает 180°, то , и ООС превратится в ПОС. При для ПОС усилитель превращается в генератор. Отметим, что обычно за полосой пропускания АЧХ мало, поэтому мало и . Следовательно, возбуждение усилителя на таких частотах маловероятно. Однако чем большее число каскадов в усилителе охвачено общей ООС, тем больше и , а, следовательно, и вероятность самовозбуждения. Поэтому для обеспечения устойчивой работы усилителя целесообразно охватывать общей ООС возможно меньшее число каскадов, а также применять специальные корректирующие цепи.

Усилители мощности

Усилители мощности предназначены для передачи больших мощностей сигнала без искажения в низкоомную нагрузку. Обычно они являются выходными каскадами многокаскадных усилителей. Основной задачей усилителя мощности является выделение в нагрузке возможно большей мощности.

Поскольку выходной каскад усилителя мощности работает с большими амплитудами сигналов, то при его анализе вследствие нелинейности ВАХ транзисторов пользоваться малосигнальной эквивалентной схемой нецелесообразно. Обычно в усилителях мощности используют графический (или графо-аналитический) метод расчета по входным и выходным характеристикам.

Основными показателями усилителя мощности являются: отдаваемая в нагрузку полезная мощность , коэффициент полезного действия , коэффициент нелинейных искажений и полоса пропускания АЧХ. Величины и во многом определяются режимом покоя транзистора – классом усиления. Поэтому рассмотрим классы усиления, используемые в усилителях мощности.

Для всех рассмотренных выше усилителей предполагалось, что они работают в режиме класса А. Выбор рабочей точки покоя (см. рис. 2.7,а) в режиме класса Апроизводится таким образом, чтобы входной сигнал полностью помещался на линейном участке входной ВАХ транзистора, а значение тока покоя располагалось посередине этого линейного участка. На выходной ВАХ транзистора (см. рис. 2.7,б) класс А характерен расположением рабочей точки ( и ) на середине нагрузочной прямой так, чтобы амплитудные значения сигналов не выходили за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока базы. Поскольку в режиме класса А работа происходит на почти линейных участках ВАХ, усилитель мощности в этом режиме имеет минимальные нелинейные искажения ().

Введем понятие угол отсечки - это половина времени на период, в течение которого транзистор открыт, т. е. через него протекает ток. При работе в режиме класса А транзистор все время находится в открытом состоянии (нет отсечки тока), следовательно, . Поскольку потребление мощности происходит в любой момент времени, в усилителе мощности, использующем режим класса А, имеет место невысокий . Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные искажения, а и не играют решающей роли.

Мощные варианты выходных каскадов часто используют режим класса В. В классе В (рис. 2.26), т. е. в режиме покоя транзистор закрыт и не потребляет мощности от источников питания. Транзистор находится в открытом состоянии лишь в течение половины периода входного сигнала, т. е. . Относительно небольшая потребляемая мощность позволяет получить в усилителях мощности, использующих режим класса В, повышенный .

Для класса В характерна так называемая двухтактная схема, состоящая из двух усилителей, один которых усиливает положительную полуволну сигнала, а другой – отрицательную. В нагрузке эти полуволны складываются и образуют полную синусоиду. Существенным недостатком режима класca В является высокий уровень нелинейных искажений ().

Класс АВ занимает промежуточное положение между классами А и В. Он также применяется в двухтактных устройствах. В режиме покоя здесь транзистор лишь приоткрыт, в нем протекает небольшой ток (рис. 2.27), выводящий основную часть рабочей полуволны на участок ВАХ с относительно малой нелинейностью. Угол отсечки в классе АВ достигает 120—130°. Поскольку мал, то здесь выше, чем в классе А, ближе к классу В. Нелинейные искажения усилителя, использующего класс АВ, относительно невелики ():

Для класса С в усилителе имеет место начальное смещение, соответствующее режиму отсечки транзистора, т. е. в режиме покоя транзистор заперт напряжением смещения на базе. В результате . Класс С находит применение либо в очень мощных усилителях, где основным фактором является предельно высокий , а нелинейные искажения несущественны, либо в генераторах или резонансных усилителях, где высшие гармоники в выходном сигнале устраняются с помощью резонансного контура.

В мощных транзисторных преобразователях постоянного напряжения находят применение автогенераторные устройства, в которых транзисторы работают в режиме класса D. Этот класс определяет ключевой режим работы транзистора: открыт или закрыт (насыщен – заперт). Работа в режиме класса D осуществляется на прямоугольных импульсах и характеризуется минимальными потерями мощности.

В современной микроэлектронике широко используются двухтактные усилители мощности без применения трансформаторов. Такие усилители имеют небольшие габариты и массу, повышенную надежность и просто реализуются в виде ИМС.

В микроэлектронике широко используются двухтактные бестрансформаторные усилители мощности, выполненные на комплементарных транзисторах (n-р-n и р-n-р-типа). Такие усилители мощности принято называть бустерами. Различают бустеры тока и напряжения. Если бустер тока предназначен для усиления тока, то бустер напряжения усиливает не только ток, но и напряжение. Поскольку усиление напряжения обычно, осуществляется предыдущими каскадами многоканального усилителя, наибольшее распространение получили выходные каскады в виде бустера тока.

На рис. 2.36 приведена принципиальная схема простейшего варианта бустера тока класса В. Здесь использованы n-р-n-транзистор и p-n-р-транзистор , базы которых подключены непосредственно ко входу усилителя. Особо обратим внимание на использование двухполярного питания (двух напряжений питания и - Е).

При подаче на вход бустера положительной полуволны открывается транзистор и через нагрузку потечет ток в направлении, указанном стрелкой. При подаче отрицательной полуволны открывается транзистор , и ток через нагрузку изменяет свое направление на противоположное. Таким образом, на сопротивлении будет формироваться переменный выходной сигнал.

Оба транзистора в рассматриваемом бустере включены по схеме ОК. Подчеркнем, что каскад ОК очень хорошо подходит для его использования в усилителе мощности, поскольку имеет малые коэффициенты нелинейных искажений и . Кроме того, каскад ОК характерен большим , что позволяет хорошо согласовывать его с предыдущим каскадом усилителя напряжения. Напомним, что эти преимущества, а также малые частотные искажения имеют место в каскаде ОК за счет 100%-ной последовательной ООС по напряжению. Коэффициент усиления по напряжению близок к единице.

На рис. 2.36 показано, что не отделено от самого усилителя никаким разделительным элементом, т. е. имеет место гальваническая связь каскада с нагрузкой. Это чрезвычайно важное обстоятельство становится возможным благодаря использованию двух источников питания (или одного с общей средней точкой). При этом потенциал на эмиттерах транзисторов в режиме покоя равен нулю, а в нагрузке будет отсутствовать постоянная составляющая тока. В выходной цепи обычного каскада ОК (см. рис. 2.14) конденсатор должен иметь большой номинал для получения приемлемых значений , однако реализовать такой конденсатор в ИМС чрезвычайно сложно. Таким образом, использование двухполярного питания, что широко распространено в ИМС, позволяет получать мощные надежные усилители переменного и постоянного токов. При использовании дискретных транзисторов следует выбирать комплементарные пары с близкими значениями своих параметров. Такие пары транзисторов выпускаются отечественной промышленностью: КТ502 и КТ503, КТ814 и КТ815, КТ818 и КТ819 и др.

Необходимо отметить, что существенным недостатком бустера (рис. 2.36) является большой (более 10%), что и ограничивает его использование на практике. Свободным от этого недостатка является бустер класса АВ, принципиальная схема которого приведена на рис. 2.37. Токи покоя транзисторов здесь задаются с помощью резисторов и , а также диодов и . При интегральном исполнении в качестве диодов используются транзисторы в диодном включении. Напомним, что падение напряжения на прямосмещенном кремниевом диоде составляет примерно 0,7 В, а в кремниевых ИМС с помощью диодов осуществляется термокомпенсация рабочего режима.

В режиме покоя входная цепь рассматриваемого бустера потребляет малую мощность (менее 5% ). Сопротивление вводится для лучшего согласования с предыдущим каскадом усилителя. Обычно . Токовый бустер (рис. 2.37) позволяет обеспечить в нагрузке ток при мощности Вт.

При необходимости получения большей мощности можно использовать более сложные схемы бустера, в которых применяются как комплементарные, так и мощные выходные однотипные транзисторы. Для снижения нелинейных искажений рекомендуется бустер и предыдущий усилительный каскад охватывать общей глубокой ООС.