Для того, чтобы выполнялось заданное в техническом задании условие по нестабильности частоты: (Df/f) £ 10-5, используем генератор тактовых импульсов (ГТИ) на основе кварцевого резонатора. Такое решение позволяет получить нестабильность частоты (10-6¸10-8). Причем, размеры и стоимость кварца зависят от частоты (снижаются с повышением частоты). Проектировать генератор на основную частоту - нерационально. Поэтому будем генерировать частоту (0,5¸1,5)МГц, т. к. ГТИ рационально выполнить на МОП ЛЭ.
В качестве ГТИ будем использовать мультивибратор на логических элементах “И-НЕ” с транзисторным ключом на входе (см. рис. 7.1). Для конкретизации задачи выбираем ЛЭ МОП серии. В этом случае транзисторный ключ выполняется на полевом транзисторе.
Рисунок 7.1 – Принципиальная схема ГТИ
Задаемся коэффициентом деления счетчика 
(микросхема К561ИЕ10), тогда 
.
Исходные данные:
– напряжение питания Еп = 15 В;
– частота генерируемого сигнала FГТИ = 512 кГц.
Будем использовать ИМС “3И-НЕ” К561ЛА9. Справочные данные ИМС: Еп=3¸15 В, IВЫХmаx=9мА, Iпот=15мкА.
Исходя из частоты генерируемого сигнала по таблице приложения В выбираем кварцевый резонатор РГ27: обладающий добротностью 45000, внутренней шунтирующей ёмкостью С0=4 пФ, диапазоном рабочих частот: 0.50 
0.75 МГц.
Выбираем полевой транзистор КП307В c параметры:
UЗИmax=27 В, UСИmax=27 В, UЗСmax=27 В, Uотс.спр=3 В, IСmax=25 мА, Uотс= Uотс.спр +2 = 5 В.
Для расчета величин емкостей конденсаторов и сопротивлений резисторов задаемся величиной емкости С1=0.25 нФ. Тогда:
Ом.
Выбираем следующие типы элементов:
R1 – МЛТ-0.125-3.3 кОм±5%; R2 – МЛТ-0.125-620 Ом±5%;
С1 – КД-0.25 нФ ± 2%; С1 – КТ-2-20пФ нФ ± 2%.
Уточняем период следования и частоту импульсов:
, 
Отклонение расчетной частоты от требуемой составляет 0.2 %, что вполне допустимо для кварцевого ГТИ (допустимо 0.5%). В противном случае для подстройки частоты последовательно с резистором R1 дополнительно включается переменный резистор.
ДЕЛИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
Исходные данные:
- входной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой fГТИ = Кд∙ fн = 512 кГц;
- выходной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой fн = 2 кГц.
Коэффициент деления делителя частоты должен быть равен:
Для реализации делителя частоты используем интегральную микросхему (ИМС) К561ИЕ10, представляющую собой двоичный счетчик [15]. Полученная схема делителя частоты представлена на рисунке 8.1.
Рисунок 8.1 – Принципиальная схема делителя частоты
В случае, если второй счётчик ИМС К561ИЕ10 не требуется, то рекомендуется убрать все соединения этого счётчика.
АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР
Введение в схему ГСС активного фильтра связано с необходимостью отфильтровывания основной гармоники прямоугольного сигнала fн
Исходные данные:
- входной сигнал – прямоугольные импульсы с частотой fн = 2 кГц;
- выходной сигнал – синусоидальный сигнал с частотой fн = 2 кГц.
В качестве активного фильтра лучше всего применить полосовой биквадратный фильтр (ПФ) 2-го порядка [7] (см. рис.9.1).
Рисунок 9.1 – Принципиальная схема биквадратного ПФ второго порядка.
Резонансная частота фильтра в данном случае совпадает с частотой нагрузкиПФ: fo = fн =2 кГц.
Задаемся коэффициентом передачи фильтра на резонансной частоте К=1 и допустимой добротностью фильтра Q = 100. Тогда полоса пропускания ПФ:
Граничные частоты полосы пропускания:
Для реализации ПФ используем операционные усилители типа К140УД6 [5]:
ПФ второго порядка описывается передаточной функцией:
. (9.1)
Параметры биквадратного ПФ второго порядка [7]:
Определяем номинальное значение емкости:
Тип конденсатора: КЛГ - 5.1нФ 
5%.
Определяем величины резисторов в схеме ПФ:
Тип резистора МЛТ - 0.125-1.6 МОм 5%.
Тип резистора МЛТ - 0.125-1.6 МОм 5%.
Тип резистора МЛТ - 0.125 - 16 к 5%).
Сопротивления Rf1, Rf, Rb и Rg является нагрузкой для ОУ и, следовательно, их значение не должно быть меньше RвыхОУ, которое для выбранного типа составляет 1 кОм, т.е. это условие удовлетворяется.
Для использования возможности подстройки центральной частоты данного ПФ с помощью Rf1 при сохранении постоянства ширины полосы пропускания применим показанную на рисунке 9.2 схему включения двух сопротивлений (постоянного и подстроечного резистора) вместо Rf1.
Рисунок 9.2 – Цепочка подстройки резонансной частоты ПФ
Значения сопротивлений Rf1' и Rf1” находятся из условия:Rf1' + Rf1” = Rf1.
Используем резисторы типов: Rf1' – МЛТ-0.125-15 кОм±5%; Rf1” – СП3-6-0.25-2 кОм±5%.
Графики АЧХ и ФЧХ полосового фильтра, построенные по выражению 9.1, представлены на рисунках 9.3 и 9.4.
Рисунок 9.3 – АЧХ полосового фильтра
Рисунок 9.4 – ФЧХ полосового фильтра
10. ГЕНЕРАВТОР СИНУСОИДЫ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ
Исходные данные:
- выходной сигнал – синусоидальный сигнал с частотой fн = 2 кГц.
Схема генератора синусоиды со стабилизацией амплитуды с помощью полевого транзистора и использованием в цепи положительной ОС моста Вина приведена на рис. 10.1.
Стабилизация частоты выходного напряжения осуществляется с помощью кварцевого кристалла; стабилизация амплитуды осуществляется с помощью схемы автоматической регулировки усиления (АРУ). В целом схема генератора такого типа обеспечивает уровень искажений синусоидального напряжения не хуже 0.2%.
Расчёт генератора ведётся в следующей последовательности.
Рисунок 10.1 – Принципиальная схема генератора синусоиды
1.2.1 Выбор полевого транзистора
Обозначим через Rк сопротивление канала полевого транзистора. Тогда типичная зависимость Rк от напряжения на затворе для ПТ, изготовленного методом двойной диффузии [22], будет следующая:
.
ПТ работает в режиме малого сигнала (Uси около 1.5 В) и представляет собой переменный резистор. Uзи_с следует выбирать в середине активной области. Например, для ПТ с n-каналом и управляющим p-n-переходом Uзи_с необходимо выбирать между Uзи=0 и Uзи max.
1.2.2 Выбор ОУ
Следует выбирать ОУ, который имеет линейную характеристику в заданном диапазоне изменения выходного напряжения, а также он должен обеспечивать требуемый ток в нагрузке.
Наиболее подходящим следует считать ОУ с полевым транзистором на входе, для которого диапазон возможных величин сопротивлений в цепи ОС ограничивается десятками МОм.
1.2.3 Выбор диода VD1
Диод выбирают из условий:
Uобр=Uвых=Uвых ОУ max/2 < Uобр max; Iпр=Iст < Iпр ср max.
После выбора диода рассчитывается его сопротивление при прямом включении:
1.2.4 Выбор стабилитрона VD2
Стабилитрон выбирают из условия: Uст £ Uвых-UпрVD1-Uзи_c.
1.2.5 Расчёт резисторов и емкостей
Сопротивление канала ПТ при Uзи=0 равно:
.
Для стационарного (установившегося) режима работы генератора сопротивление канала ПТ равно:
.
Сопротивления R1 и R2 равны:
Сопротивление резистора R3 рекомендуется принять равным (50 
100) кОм и с учётом этого рассчитать ёмкость С1 по формуле:
1.2.6 Расчёт моста Вина
Принципиальная схема моста Вина с кварцевым резонатором представлена на рисунке 10.2.
Для того, чтобы выполнить условие согласования резонансной частоты кристалла и частоты моста Вина, величину резистора R подбирают равной резонансному сопротивлению кристалла, а значение ёмкости конденсаторов С определяют из выражения RC=1/(2pfвых).
Рисунок 10.2 – Принципиальная схема моста Вина
Цепь АРУ, подключенная к инвертирующему входу ОУ, компенсирует изменения резонансного сопротивления кристалла с температурой, поддерживая тем самым амплитуду и частоту выходных сигналов постоянной.
Однако при больших изменениях температуры для лучшей стабилизации параметров выходного напряжения генератора в цепь положительной ОС последовательно с кварцевым кристаллом следует включить добавочный резистор небольшого номинала. В этом случае величина R должна быть равна сумме значений добавочного резистора и резонансного сопротивления кристалла.
Расчёт ведётся в следующей последовательности.
Сначала определяют: RC=1/(2pfн). После этого выбирают кварцевый резонатор [см. приложение B] на заданную частоту. Затем подбирают такое сопротивление Rд, чтобы привести суммарное значение R=Rкр+Rд к ближайшему по ГОСТ. После этого рассчитывают ёмкость С:
, где ωн=2pfн.
