Розрахунок опору колекторного навантаження

Зі схеми рис. 1.1 випливає, що:

 

R_k = (E_ж - V_k) / I_к0 (1.28)

Якщо потенціал спокою V_k, згідно рекомендацій п. 1.3, дорівнює V_k = E_ж / 2, то

 

R_k = E_ж / (2*I_к0) (1.29)

 

В іншому випадку (тобто V_k ¹ E_ж / 2):

 

R_k = (E_ж – U_ке0 – U_Rе) / I_k0 (1.30)

 

де U_ке0, U_Rе – вибрані згідно рекомендацій п. 1.3.

 

1.8 Розрахунок кола зміщення

Для поліпшення температурної стабільності зміщення виби-раємо струм подільника I_д набагато більшим за постійну складову струму бази:

I_д = (5…10) I_б0 (1.31)

 

Тепер можна розрахувати R_б2 і R_б1:

 

R_б2 = (U_Rе + U_бе0) / I_д (1.32)

 

R_б1 = (E_ж – U_Rе – U_бе0) / (I_д + I_б0) (1.33)

 

За розрахунком R_б1, R_б2 необхідно мати на увазі, що чим більше значення I_д, тим краще температурна стабільність каскаду. Але номинали R_б1, R_б2 за цього зменшуються і результуючий опір R_б = R₁ || R₂ значно шунтує вхід. Тому слід перевіряти, щоб якнайменше R_б ³ (2…3) R_вх.

 

1.9 Розрахунок параметрів кола зворотного зв’язку

Як відомо, коефіцієнт підсилення за напругою каскаду зі спільним емітером, охопленого послідовним зворотним зв’язком по струму, дорівнює [1,3]:

 

K_uзз = S₀R_H~ / (1 + S₀R_ЗЗ~) (1.34)

 

де R_H~ - еквівалентний опір навантаження за змінною складовою, R_ЗЗ~ - еквівалентний опір зворотного зв’язку. Для схеми рис. 1.1 значення R_Н~, R_ЗЗ~ розраховуються відповідно:

R_H~ = R_H||R_к||r_ke = R_HR_кr_ke / (R_Hr_кe + R_HR_к + R_кr_кe) (1.35)

 

де r_кe – динамічний вихідний опір транзистора,

 

R_зз~ = R_е||R_зз = R_еR_зз / (R_е + R_зз) (1.36)

 

Необхідно зазначити, що (1.36) справедливо за коректним вибором ємності С_е (дивись пп.1.11.2)

Динамічний вихідний опір r_ke для будь-якого струму колектора з високою точністью можливо розрахувати так

 

r_кe = (U_Y + U_кe0) / I_к0 (1.37)

 

де U_Y – потенціал Ерлі, який можна визначити за вихідними ВАХ транзистора (рис. 1.2).

 

Рисунок 1.2 - Визначення потенціалу Ерлі

 

Тепер, якщо врахувати (1.26), то формулу (1.34) можна представити у вигляді:

 

K_Uзз = – (R_к||R_н|| r_кe) / (r_e + R_E||R_зз), (1.38)

 

звідки розраховуємо значення опору R_зз:

 

R_зз = R_E*R_зз~ / (R_E – R_зз~), (1.39)

 

де R_зз~ = (R_E||R_зз) знаходиться з (1.34)

 

R_зз~ = [R_к||R_н||r_кe / K_Uзз – r_e], (1.40)

 

а K_Uзз визначено в пункті 1.1.

 

1.10 Визначення вхідного опору підсилювального каскаду

Як відомо, опір каскаду, охопленого послідовним зворотним зв’язком по струму без врахування подільника R_б1, R _б2 складає [2,3]:

 

R_ВХзз = R_вхСЕ *F (1.41)

 

де F = (1 + S₀R_зз~) фактор зворотного зв’язку, R_вхСЕ – вхідний опір каскаду без зворотного зв’язку в схемі зі СЕ:

 

R_вхСЕ = r_бе =r’_б + r_е (1 + h_21е) (1.42)

 

Повний вхідний опір каскаду враховує шунтуючу дію поділь-ника зміщення:

 

R_вх = R_вхзз||(R_б1|| R_б2) = R_вхззR_б1R_б2 / (R_вхззR_б1 + R_вхззR_б2 + R_б1R_б2 (1.43)

 

1.11 Розрахунок амплітудно-частотних лінійних спотворень

1.11.1 Розрахунок у діапазоні високих частот

Еквівалентна схема вихідного кола каскаду для діапазону високих частот наведена на рис. 1.3.

Рисунок 1.3 - Еквівалентна схема вихідного кола каскаду для зони високих частот

 

Як відомо [4], стала часу в діапазоні високих частот для схеми рис. 1.3 визначається як:

 

t_B = t_S + (C_вих + C_н) [R_к || R_н || r_кe] (1.44)

 

де C_вих = С_kr’_бS₀ – вихідна ємність транзистора, C_н – ємність навантаження.

Рівень лінійних спотворень на частоті f_B

М_{ввих =} 1 / 1 + (2pf_в*t_в)² (1.45)

Спотворення, що вносяться вхідним колом підсилювача визначаються відповідною сталою часу:

 

t_{в вх} = R_еквС_вх

 

де

R_екв = R_дж||(R_б1||R_б2)||R_вх (1.46)

 

С_вх = С_б’e + (1 + K_Uзз) C_k (1.47)

 

За визначенням С_вх необхідно звернути увагу на підвищення вхідної ємності на величину С_k*(1 + K_Uзз), що пояснюється внутрішнім зворотним зв’язком у транзисторі – так званим ефектом Міллєра.

Рівень лінійних спотворень, зумовлений вхідним колом, визначається виразом, аналогічним (1.45)

 

М_ввх = 1 / 1 + (2pf_в*t_{в вх})² (1.48)

 

Остаточно, рівень лінійних спотворень, що вноситься каскадом у цілому:

 

М_в = М_ввх*М_ввих (1.49)

 

Отримані за (1.45), (1.48), (1.49) результати необхідно відобразити в децибелах:

 

М_ві [дБ] = 20 lg М_ві (1.50)

 

1.11.2 Розрахунок у діапазоні низьких частот

Згідно рис. 1.1 спотворення АЧХ у зоні низьких частот зумовлені трьома ємностями C_р1, C_е, C_р2. Тому розподілимо заданий у Т3 рівень М_Н між цими ємностями, наприклад, так:

М_НСр1 = -1дБ,

М_НСр2 = -0.5дБ

М_НСе = -1.5дБ

Зауважимо, що в прикладі наведений стандартний рівень лінійних спотворень M_н=–3дБ, хоча технічним завданням може передбачатися і зовсім інший рівень спотворень M_н. Найбільші спотворення покладаємо на ємність у колі емітера, оскільки занадто великі значення С_е будуть збільшувати можливу нестабільність роботи каскаду, яка визначається в першу чергу колом зворотного зв’язку. Розрахункові формули для C_р1, C_р2 практично ідентичні:

С_Р1 ³ 1 / [2pf_н(R_дж + R_вх) 1 / М_НСр1² – 1] (1.51)

 

С_Р2 ³ 1 / [2pf_н(R_К|| r _кe+ R_Н) 1 / М_НСр2² – 1] (1.52)

 

Більш детально зупинимось на розрахунку С_Е.

Передатна функція каскаду, що зумовлена дією тільки С_Е може бути представлена так [1]:

 

W(p) = - R_H~(1+pt₁) / (R_е + r_е)(1+pt₂) (1.53)

де

t₁ = (R_Е + R_ЗЗ) С_Е » R_Е * С_Е (1.45)

 

t₂ = (R_Е + R_ЗЗ + SR_E R_ЗЗ) / (1+ SR_E)» (R_ЗЗ + r_е)*С_Е (1.55)

 

На підставі (1.55) спад АЧХ, зумовлений С_E, досягне рівня –3 дБ на частоті:

f’ = 1 / [2pС_E(R_ЗЗ + r_e)] (1.56)

Оскільки на початку розрахунків обумовили допустимий рівень спотворень М_НСе, то остаточно:

С_Е ³ 1 / [2pf_H(R_ЗЗ + r_e) (1/M_HCe)² – 1] (1.57)

1.12 Розрахунок підсумкових параметрів каскаду

Результуючі параметри каскаду згідно з пунктами 1.1 – 1.11:

 

R_ВХ = (R_б1||R_б2)||R_вхзз = (R_б1||R_б2)||(R_вхСЕ*F),

 

F» 1 + S₀R_зз~,

 

K_Uзз = К_U / (1 + К_U*b) = К_U / F = -S_RH~ / (1 + SR_зз)» - R_H~ / (R_E||R_ЗЗ), (1.58)

R_вих = R_K || r_ке, (1.59)

 

K_i» b*[R_K / (R_K + R_Н)] (1.60)

 

Наскрізний коефіцієнт підсилення:

 

K*_U = - R_вх/(R_вх + R_дж)*[SR_H/(1 +SR_зз~)] = h₂₁R_H~/[(R_вх + R_дж)*(1 + SR_зз)] (1.61)

Коефіцієнт нелінійних спотворень:

 

K_гзз = k_г/(1 + F) = (U_mвх / 4j_т)*[1/(1 + SR_зз~)] =

= (1 / 4j_Т)[E_джR_вх/(R_вх + R_дж)][1/(1 + SR_зз~)] (1.62)

 

1.13 Розрахунок нестабільності колекторного струму

Під час розрахунку нестабільності колекторного струму вважаються відомими параметри режиму каскаду з постійного струму U_ke0, I_k0, тепловий опір переходу транзистора – навколишне середовище R_ТПС, зворотний струм колекторного переходу І_кб0 та задані межові значення температури навколишнього середовища t_min, t_max.

 

1.13.1 Знаходимо потужність, що розсіюється на транзисторі:

P_k = U_кe0*I_K0

 

1.13.2 Визначаємо мінімальну та максимальну температуру переходу:

 

T_{j min} = t_min + R_TПСP_K (1.63)

 

T_{j max} = t _max + R_TПСP_K (1.64)

 

1.13.3 Визначаємо граничні розрахункові значення параметру h₂₁ з урахуванням зміни температури та технологічного розкиду параметрів:

 

h₂₁ = h_{21 min}*h_21max

 

h’₂₁ = (0,78 h_{21 min} + 0,22h_{21 max})[1 – (25° – t _{j min}) / 300°] (1.65)

 

h’’₂₁ = (0,78 h_{21 max} + 0,22h_{21 min})[1 + (t _{j max} – 25°) / 300°] (1.66)

 

Δh₂₁ = h’’₂₁ – h’₂₁ (1.67)

 

1.13.4 Визначимо фактори нестабільності режиму з постійного струму.

 

Зміна зворотного струму колектора практично дорівнює максимальному значенню цього параметру:

 

ΔІ_kб0» І_кб0*2^{0,1(t j max – 25°)} (1.68)

 

Еквівалентне джерело струму в базовому колі, що відображає вплив ΔІ_kб0 та Δh₂₁:

 

ΔІ₀ = ΔІ_кб0 + (Δh₂₁ / h²₂₁)*І_к0 (1.69)

 

Еквівалентне джерело напруги у вхідному колі, що відображає температурний дрейф напруги база-емітер з урахуванням технологічного розкиду U_бе:

 

ΔU₀ = 2,2*10^-3(t _{j max} – t _{j min}) + 0,06[B] (1.70)

 

1.13.5 У підсумку нестабільність колекторного струму дорівнює [4]:

 

ΔІ_K = h₂₁[ΔU₀ + (R_б + R_Е) ΔІ₀] / [h₁₁ + R_б + (1 + h₂₁)R_E] (1.71)

 

Розраховане значення ΔІ_K повинне задовільняти умові:

 

ΔІ_K = (0,1…0,5)*І_К0 (1.72)

 

 

2 Розрахунок каскаду з паралельним від’ємним зворотним зв’язком по напрузі

 

Схема каскаду наведена на рис. 2.1

 

 

Рисунок 2.1 - Схема каскаду з паралельним зворотним зв'язком по напрузі

 

У цьому каскаді для забезпечення температурної стабільності струму колектора використана схема колекторної стабілізації. Вона має задовільні результати щодо стабілізації режиму з відносно невеликим технологічним розкидом параметрів. Але необхідно зауважити, що колекторна стабілізація забезпечує дещо гіршу стабільность струму у порівнянні з емітерною стабілізацією. Тому її доцільно використовувати у випадках, коли непотрібна дуже висока стабільність колекторного струму.

2.1 Визначення коефіціента підсилення за напругою

 

Проводиться аналогічно підрозділу 1.1

 

2.2 Вибір напруги живлення

 

Якщо напруга живлення не задана у технічному завданні, то ії також можна розрахувати за (1.5). За використанням тількі колекторної стабілізації, тобто R_е = 0, отримаємо:

 

Е_Ж ³ 2 U_{вих m} + U_{ке нас} (2.1)

 

Але, користуючись (2.1), необхідно мати на увазі, що занадто малі розрахункові значення Е_Ж < 3B призведуть до малих значень U_КЕ0 £ 2В, що також не доцільно, оскільки підсилювальні властивості транзистора погіршуються, а вхідний та вихідний опори каскаду зменшаться. Аналогічно, як і в пункті 1.2, значення Е_ж вибирають з стандартного ряду.

 

2.3 Вибір потенціалу спокою транзистора

 

З метою одержання максимального динамічного діапазону каскаду, потенціал спокою колектора покладемо V_K = Е_Ж / 2. За цього повинно виконуватися

 

V_K > U_{кe нас} + U_{вих m} (2.2)

 

2.4 Визначеня режиму роботи з постійного струму

Вибір напруги U_ке0 і струму І_к0 у робочій точці, та відповідних значень U_бе0,I_б0 тотожний п.п. 1.1, 1.4.2, 1.4.3 попереднього розрахунку. Тобто, для більшості випадків у попередніх каскадах: U_ке0 ³ 3…5В, І_к0 = 0.5…5 мА і повинні виконуватися.умови (1.8), (1.9), (1.11), (1.12), (1.13).

 

2.5 Вибір транзистора

Проводиться аналогично до підрозділу 1.5.

2.6 Розрахунок опору резистора R_K

 

За виконаням умов V_K = Е_Ж / 2 і I_Rк >> I_Rзз з рисунка 2.1 випливає:

R_K» Е_Ж /(2 I_K0) (2.3)

 

Тепер можна розрахувати амплітуду змінної складової струму колектора:

I_Km = U_{вих m} / R_H~ = U_{вих m} / (R_K||R_H) = U_{вих m} / R_K + U_{вих m} / R_H (2.4)

 

Після розрахунку I_Km за (1.11) необхідно перевірити виконання (1.11), а саме I_K0 ³ 1,5 I_Km.

 

2.7 Розрахунок резистора зворотного зв’язку R_зз

Опір резистора R_зз визначиться як:

 

R_ЗЗ = (Е_Ж / 2 -U_бео) / I_бо (2.5)

 

2.8 Розрахунок параметрів каскаду

Якісні характеристики каскаду багато в чому залежать від наскрізного фактору зворотного зв’язку, який для зв’язку Y – типа дорівнює:

 

F = 1 – Y*₁₂Y₂₁/[(Y₁₁ + Y_ДЖ)(Y₂₂ + Y_H)] = 1 + [(R_дж/R_зз)*R_вх/(R_вх + R_дж)]*K_U (2.6)

 

де Y_іі – відповідні Y-параметри власне підсилювача, Y*₁₂ – проводність зворотної передачі чотирьохполюсника зворотного зв’язку;R_дж – опір джерела сигналу; R_вх = r_бе – опір підсилювача без зворотного зв’язку; K_U – коефіцієнт підсилення за напругою без зворотного зв’язку.

Аналіз (2.6) показує, що за умови R_дж >> R_вх, наскрізний фактор зворотного зв’язку F* буде визначатися виразом:

 

F* = 1 + (R_вх / R_зз)*K_U, (2.7)

 

тобто визначається параметрами окремого транзистора (b, h₁₁), що порушує бажану стабільність каскаду. І навпаки, за умови R_дж << R_вх значення F* буде за виразом:

 

F* = 1 + (R_дж / R_зз)*K_U (2.8)

 

що значно стабільніше ніж (2.7), оскільки виключена залежність від R_вх.

Однак, як це і характерно для паралельного зв’язку по напрузі, за малим значенням опору джерела сигналу R_дж ® 0, зворотний зв’язок практично перестає існувати, бо F* ® 1.

Тобто паралельний від’ємний зв’язок по напрузі доцільно використовувати за виконанням умови R_дж << R_вх, але R_дж повинно бути досить великим. Якщо R_дж дуже мале, то його навіть штучно підвищують за допомогою послідовно включенного з R_дж резистора R₁ (рис. 2.2)

Параметри схеми розраховують у такій послідовності:

2.8.1 Вхідний опір R_зз:

 

R_вхзз = R₁ + r_бе || R_зз / S (R_K || r_ke || R_зз) (2.9)

 

Якщо R₁ відсутнє, то очевидно:

 

R_вхзз = r_бе||R_зз / S(R_K||r_кe||R_зз) (2.10)

 

Для наведених схем рис. 2.1, 2.2 за умови високих значень h_21e, опір R_зз >> R_К. Тому

 

R_вхзз» r_бе || R_зз / S(R_K || r_кe) = r_бе || R_зз / K_UСЕ (2.11)

 

 

Рисунок 2.2 - Схема зі СЕ і від’ємним паралельно-паралельним зворотним зв’язком за умови R_дж ® 0

 

Тобто вплив опору зворотного зв’язку на вхідний опір можна розглядати, як підключення паралельно до опору r_бе резистора:

 

R’_зз = R_зз / K_UСЕ (2.12)

 

де K_UСЕ – коефіцієнт підсилення каскаду зі СЕ без зворотного зв’язку.

 

2.8.2 Коефіцієнт підсилення за напругою:

 

K_U = – 1 / [R₁ / R_зз + [1 + R₁ / (r_бе||R_зз)] / S (R_K||r_кe||R_зз)] (2.13)

 

Якщо R₁ дорівнює нулю:

 

K_U = – S (R_K||r_ke||R_зз) (2.14)

 

За умови R_зз >> R_К, що характерно для схеми рис. 2.1, 2.2

 

K_U = – S (R_K||r_кe), (2.15)

і це підтверджує, що паралельний зв’язок по напрузі не впливає на коефіцієнт підсилення за напругою.

2.8.3 Коефіцієнт підсилення зі струму

K_iзз = I_k / I_вх = K_i / [F_{I (Yдж = 0)}] = K_i / [1 – (Y*₁₂ / Y₁₁)*(Y₂₁ / [Y₂₂ + Y_H + Y_зз])] = h_21e / [R_K / r_кe + 1 + (1 + h_21eR_K) / R_зз]» h_21e / (1 + h₂₁R_K / R_зз) (2.16)

де K_i – коефіцієнт підсилення струму каскадом без зворотного зв’язку; F_{I(Yдж = 0)}– фактор зворотного зв’язку за умови Y_дж=0; Y₂₂ = 1 / R_K + 1 / r_кe = 1 / R_вих – вихідна провідність підсилювача без зворотного зв’язку; Y_H = 1 / R_H – провідність навантаження.

З урахуванням опору навантаження R_H (за умови R_зз >> R_К та R_зз>>R_Н)

 

K_і = I_к / I_вх = K_iзз*R_K / (R_H + R_K) = h_21e /(1 + h_21eR_K / R_зз)*R_K / (R_H + R_K) (2.17)

2.8.4 Вихідний опір

 

R_вихзз = R_вих / [F _{I (Yн = 0)}] = 1 / Y₂₂[1 – Y*₁₂Y₂₁ / {(Y₁₁ + Y_дж)*(Y₂₂ + Y_зз)}] =

= (R_зз / b)*[1 + r_бе / (R1 + R_дж)] || (R_K || r_кe || R_зз) (2.18)

 

2.9 Лінійні спотворення каскаду в діапазоні високих частот

 

Стала часу вихідного кола каскаду визначається згідно еквівалентній схемі рис. 2.3.

Рисунок 2.3 - Еквівалентна схема вихідного кола каскаду

Вихідна ємність каскаду дорівнює:

 

С_вихзз = С_вих*F_IYн=0 = C_Kr’_бS[1 + (b / R_зз)(R_H || r_кe || R_зз)] (2.19)

Тоді стала часу:

t_в1 = t_s + (R_вихзз || R_H)(С_вихзз + С_М + С_Н), (2.20)

де R_вихзз визначається за (2.18), С_м – монтажна ємність, як правило См=3…5пФ.

Рівень лінійних спотворень, що вноситься вхідним колом:

М_В1 = 1 / 1 + (w_вt_в1)² (2.21)

 

Під час визначення сталої часу вхідного кола в діапазоні високих частот необхідно мати на увазі, що крім зовнішнього зворотного зв’язку за рахунок R_зз у схемі ще діє і внутрішний зворотний зв’язок і через ємність С_КБ (ефект Мілєра). З урахуванням цього

 

С_вхзз = [C_б’e + (1 + K_Uзз)С_K]* F _{I (Yдж = 0)} =

= [C_б’e+ (1 + K_Uзз)С_K]*[1 + b / (R_K || r_кe || R_зз) / b / R_зз] (2.22)

 

Тоді стала часу t_в2 = (R_дж+R1) || R’_вхзз С_вх, а відповідний рівень лінійних спотворень

М_В2 = 1 /√ (1 + (w_вt_в2)² )

 

Зменшення вхідного опору та підвищення вхідної ємності є недоліком паралельного зв’язку по напрузі. Якщо від’ємний зворотний зв’язок по сигнальному колу небажаний, то його можна виключити за допомогою фільтра ВЧ першого порядку, використовуючи схему, наведену на рис. 2.4.

Рисунок 2.4 - Схема з від’ємним зворотним зв’язком тільки по постійному струму

 

Значення ємності С_бл визначиться з рівняння:

 

С_бл ³ 10 / 2pf_н (R_зз1 || R_зз2) (2.23)

 

де вибір R_зз1 і R_зз2 не критичний, необхідно лише виконання умови:

 

(R_зз1 + R_зз2) = h₂₁ R_K (2.24)

 

Як правило, вибирають R_зз1=R_зз2. За цього, оскільки значення R_зз1 і R_зз2 за (2.23) є високоомні, то конденсатор С_бл1 може мати невелику ємність, що дозволяє використовувати керамічні конденсатори, які значно стабільніші за електролітичні.

Ємності С₁, С₂ визначають спотворення в зоні низьких частот. Розрахунок цих ємностей не відрізняється від проведеного розрахунку для каскаду зі СЕ, що наведений у розділі 1:

С₁ ³ 1 / (1 / М_НС1)² –1 (R_дж + R₁ + R’_вхзз) • 2pf_н (2.25)

 

С₂ ³ 1 / (1 / М_НС1)² – 1 (R_вихзз + R_Н) • 2pf_н (2.26)

 

2.10 Розрахунок нестабільності колекторного струму

Розрахунок факторів нестабільності режиму ∆І_Кб0, ∆І₀, ∆U₀ проводиться аналогічно пункту 1.13 за виразами (1.56)…(1.63).

У підсумку нестабільність колекторного струму:

 

∆І_К = h_21е[∆U₀ + (R_б + R_K) ∆І₀] / [h₁₁ + R_б + (1 + h_21е)R_K] (2.27)

 

 

3 Розрахунок емітерного повторювача в діапазоні звукових частот

Схема каскаду зі спільним коллектором (СК) (емітерного повторювача) наведена на рис. 3.1.

Рисунок 3.1 - Схема каскаду зі спільним колектором

 

Технічне завдання на розрахунок емітерного повторювача (ЕП) у діапазоні звукових частот у більшості випадків співпадає з попередніми прикладами. У випадку, коли ЕП використовується як вхід-ний каскад підсилювача, за розрахунками прикінцевого (вихідного) та передкінцевого каскадів може бути відомі напруга живлення Е_Ж і рівень вхідного сигналу.

Вибір робочої точки каскаду з постійного струму здійснюється аналогічно схемі зі СЕ (рис. 1.1). Але, для вибору потенціалу емітера в схемі зі СК більше можливостей, оскількі потенціал колектора не залежить від сигналу і дорівнює напрузі живлення Е_Ж. Тому потенціал емітера V_E можна вибрати значно більшим, ніж у схемі зі СЕ. Крім того, це підвищить температурну стабільність, оскількі V_E >> j_T, і сприяє використанню емітерних повторювачів у багатокаскадних схемах з гальванічним зв'язком (можна мати досить високий потенціал бази ЕП, що дозволить підключити її безпосередньо до колектору попереднього каскаду). Для забезпечення режиму класа А, необхідно, аналогічно каскадам розглянутих у розділах 1 та 2, виконання умови:

 

I_ео > (2…4) * I_em (3.1)

 

де I_ео – постійна складова струму емітера_, I_em – амплітуда змінної складової, або

 

V_E / R_E > (2…4) U_{вих m} / (R_е||R_н) (3.2)

 

З (3.1) випливає умова попереднього вибору потенціалу V_E

 

V_E > (2…4) U_{вих m} R_е / (R_е||R_н) (3.3)

 

Очевидно, що V_E обов'язково повинен бути як мінімум у 2…4 рази більшим за U_{вих m}.

 

3.1 Вибір резистора емітерного навантаження

Щоб не зменшувати коефіцієнта підсилення за напругою, опір R_E вибираємо рівним:

R_E = (10…20) R_H (3.4)

3.2 Визначення режиму роботи транзистора з постійного струму

Розраховуємо амплітуду струму емітера

 

I_em» I_mk = U_mвих / R_Е + U_{вих m} / R_H (3.5)

 

Для забезпечення режиму класа А вибираємо

 

I_кo» I_eo =(2…4) I_em, (3.6)

 

I_кo > (10…20) I_кбo

Напруга колектор-емітер у робочій точці

 

U_keo = E_ж – U_RЕ = E_ж – I_eo*R_Е (3.7)

 

Як і для попередніх прикладів напруга U_keo також не повинна бути меншою за U_kе = 3…5B

Струм бази у точці спокою

 

I_бo = I_еo / (h_21e + 1) (3.8)

 

Напругу U_бeo визначаємо з вхідних BAX за відомим значенням І_б0.

3.3 Вибір транзистора

Вибір транзистора проводиться згідно підрозділу 1.5, співвідношення /1.14/…/1.19/.

 

3.4 Розрахунок кола зміщення

Напруга на резисторі R_б2 визначиться як:

 

U_Rб2 = U_бeo + U_RE (3.9)

 

Для підвищення стабільності струм подільника вибираємо більшим за I_бo:

I_д = (3…5) I_бo (3.10)

 

Тоді

 

R_б2 = U_Rб2 / I_д (3.11)

 

Відповідно опір резистора R_б1 дорівнює

 

R_б1 = U_Rб1 / (I_бо + I_д) = (E_ж – U_Rб2) / (І_б0 + І_д) (3.12)

 

Опір подільника для змінної складової дорівнює

 

R_б = R_б1 R_б2 / (R_б1 + R_б2) (3.13)

3.5 Розрахунок вхідного опору каскада R_{вх ск}

 

У цьому пункті можливо навести відразу кінцеву формулу для розрахунку R_{вх ск}, але для оцінки різниці між схемами СЕ і СК доцільно розрахунок провести в такій послідовності:

 

3.5.1 Визначаємо вхідний опір транзистора за включенням його в схему зі СЕ

R_{вх СЕ} = r_б'+ r_e (1 + h_21e) = r_б' + (j_т / I_кo) (1 + h_21e) (3.14)

 

3.5.2 Визначаємо вхідний опір транзистора за включенням його у схему зі СК

 

R_{вх СК} = R_{ВХ СE} + R_e~(1+ h_21e) (3.15)

де R_e~ = R_e||R_н,

Очевидно, що вхідний опір транзистора в схемі зі СК можна одразу визначити за допомогою вираза:

 

R_{вх СК} = r_б'+ r_e (1 + h_21е)[1 / S₀ + R_e~]» b(r_e + R_e~) (3.16)

 

Остаточно вхідний опір каскаду з урахуванням шунтуючої дії подільника дорівнює:

 

R_вх = R_{вх ск}||R_б = R_{вх ск} || [R_б1||R_б2] (3.17)

 

3.6 Коефіцієнт підсилення за напругою

 

K_u = R_e~(1+ h_21e) / [R_{вх сe} + R_e~(1+ h_21e)] = S R_e~ / (1 + SR_e~) (3.18)

 

3.7 Напруга сигнала на вході каскаду пов’язана з вихідною напругою співвідношенням:

 

U_mвх = U_mвих / K_u (3.19)

 

3.8 Вихідний опір каскаду в схемі зі СК:

R_{вих ск} = r_e + (R’_дж + r’_б) / (1 + h_21e) (3.20)

 

де R’_дж – еквівалентний опір джерела сигналу з урахуванням опору подільника R_б,

 

R’_дж = R_дж R_б / (R_дж + R_б) (3.21)

 

3.9 Розрахунок лінійних спотворень у діпазоні високих частот.

3.9.1 Спотворення зумовлені вихідним колом

Еквівалентна схема вихідного кола каскаду для діапазона високих частот наведена на рис. 3.2.

Рисунок 3.2 - Еквівалентна схема вихідного кола каскаду зі СК.

 

Визначимо сталу часу t_в у зоні високих частот:

t_в = R_екв*C_екв,

 

R_ВЧекв = R_вихСК||R_Е||R_Н = R_вихСК*R_Е*R_Н / (R_Е R_вихСК + R_ЕR_Н + R_Н R_вихСК) (3.22)

 

C_екв = С_вих + С_н+С_м = С_кr’_бS₀ + C_н + C_м (3.23)

 

Розрахуємо рівень лінійних спотворень на частоті f_В:

М_В = 1 / 1 + (2pf_Вt_в)² (3.24)

 

Якщо транзистор вибрано згідно з рекомендаціями п.3.3, то рівень лінійних спотворень, зумовлений вихідним колом на частоті f_В повинен наближатися до 1.

3.9.2 Еквівалентна схема вхідного кола каскаду наведена на рис. 3.3.

Рисунок 3.3 - Еквівалентна схема вхідного кола каскаду зі СК

 

Визначимо вхідну ємність транзистора С_{вх СК}:

 

С_{вх СК} = 1 / 2pf_т(r_e + R_e~) +C_к* R_e~ /(r_e + R_e~) (3.25)

 

Еквівалентний опір джерела сигналу:

 

R_ВЧекв = (R_дж||R_б + r_б’)*R_б’е / (R_дж||R_б + r_б’ + R_б’е) (3.26)

 

де R_б’е = R_{вх СК} – r’_б,

якщо R_{вх СК} >> r’_б

R_ВЧекв = R_дж||R_б||R_{вх СК} (3.27)

 

Коефіцієнт лінійних спотворень М_в на частоті f_в дорівнює:

М_{в вх} = 1 / 1 + (2pf_вR_ВЧеквС_{вх ск})²

 

Повинно виконуватися М_{в вх}» 1

 

3.10 Розрахунок елементів, що визначають спотворення в діапазоні низьких частот

 

Спотворення в діапазоні низьких частот визначаються розділювальними ємностями С1, С2. Розподілемо заданий рівень М_н між цими ємностями – М_нс1, М_нс2. Розрахунок розділювальних ємностей не має особливостей і проводиться за формулами аналогічними (1.51), (1.52)

 

C₂ ³ 1 / [2pf_в(R_{вих СК} || R_E + R_H)* (1 / M_Нс2)² – 1 ]

C₁ ³ 1 / [2pf_в(R_дж + R_б || R_вхСК)* (1 / M_Нс1)² – 1 ]

 

4 Багатокаскадні попередні підсилювачі

 

Рисунок 4.1 - Схема двокаскадного попереднього підсилювача

 

4.1 Визначення коефіцієнта підсилення за напругою

У процесі розрахунку, аналогічно, як і в попередніх прикладах, необхідно враховувати послаблення сигналу вхідним колом підсилю-вача.

Коефіцієнт передачі вхідного кола визначиться за (1.1):

 

K_вх = R_вх / (R_вх + R_дж)

 

Тоді потрібний коефіцієнт підсилення за напругою дорівнює:

 

K_u = (U_вих / E_дж) / K_вх (4.1)

 

4.2 Вибір режиму роботи транзисторів

Розрахунок розпочинається з вибору режима транзисторів VT1, VT2 з постійного струму. Оскільки розглядаємо попередній підсилювач, то транзистори VT1, VT2 працюють в режимі малого сигналу і необхідно забезпечити для них режим класу А.

Вибираючи робочу точку транзистора VT2 необхідно враховувати таке:

напруга U_кe0, для будь-якого моменту часу повинна бути біль-ше напруги насичення U_кeнас, тобто, якщо необхідно мати амплітуду вихідної напруги U_mвих, то потенціал колектору V_k вибирається з умов аналогічних (1.7)

 

V_k > U_{кe нас} + U_Re + U_{вих m} (4.2)

 

де U_Re – напруга на резисторі емітерної стабілізації, якщо вона вико-ристовується у вихідному каскаді.

Для початкового вибору V_k також можливо припустити, що

U_{кe нас}» 1…2В, U_Re» 1…3B» (0,1…0,2) Е_ж.

Далі, щоб динамічний діпазон вихідної напруги був максимальний, рекомендується вибирати потенціал колектора в режимі спокою V_k = E_ж / 2. Тому оцінивши з (4.2) мінімальне значення V_k, вибирають його з деяким запасом (1…2В), а потім розраховують Е_ж = 2V_k, якщо напруга Е_ж не задана у Т3.