Драйверы силовых транзисторов

Введение

 

Целью данного курсового проектирования является проектирование электронного устройство для управления двигателем постоянного тока (ДПТ). Последние в силу своих преимуществ очень широко применяются в системах автоматического управления (САУ) малой мощности.

Синтез электронных устройств обычно начинается с разработки схемы непосредственного управления наиболее мощным узлом (ДПТ). При этом приходится выбирать соответствующие элементы для обеспечения максимальных энергетических показателей и обеспечения их работоспособности при экстремальных режимах (для ДПТ – это пусковой режим). С этой целью производится расчет мощности необходимых каскадов, разрабатываются защитные мероприятия от недопустимых режимов и некоторые другие проблемы.

На втором этапе синтезируется информационный каскад (подключение датчиков, разрабатываются усилительные каскады различного назначения, организуется ШИМ.

На третьем этапе составляется электрическая принципиальная схема прибора с учетом согласования разработанных узлов, определяется количество и величины напряжения необходимых источников питания, их гальваническая развязка и точки подключения, составляется ведомость учета необходимых комплектующих элементов с учетом температурных ограничений. Если необходимо, то разрабатывается инструкция по эксплуатации устройства в диапазоне температур в соответствии с техническим заданием на курсовое проектирование.

 

1. Мощный каскад

Двигатели постоянного тока (ДПТ) – специфическая нагрузка мощного каскада. В цепи якоря действуют три фактора. Первый – это напряжение питания, создающее силовой ток, приводящий якорь во вращение. Второй фактор – генерационная ЭДС противоположной полярности (противоЭДС). Она образуется при движении витков обмотки якоря в магнитном поле статора ДПТ. Направление в двигательном режиме – против напряжения питания. Величина генерационной ЭДС (противоЭДС) прямо пропорциональна скорости вращения якоря. В том случае, когда какие-либо внешние силы приведут к увеличению скорости якоря сверх той, которая определяется приложенным напряжением Е_п, генерационная ЭДС может превысить напряжение питания, ток в цепи якоря изменит свое направление; теперь энергия будет не потребляться из цепи питания, а наоборот, будет возвращаться в источник. Двигатель переходит в генераторный режим и может работать при определенных условиях в рекуперативном режиме. Третий фактор – это ЭДС самоиндукции. Образуется при возникновении условий или причин к изменению тока в цепи якоря. ЭДС самоиндукции рассматривается в комплексе с законом коммутации тока, сущность которого в том, что ток в цепи с индуктивностью не может изменяться мгновенно. Или то же самое: ток до момента изменения начальных условий или причин к изменению и ток после момента изменения должны быть равны друг другу. Таким образом, ЭДС самоиндукции возникает в момент начала появления условий к изменению тока и направлена в том же направлении, что и протекающий ранее ток, если ток будет уменьшаться, или против – при увеличении протекающего тока.

В двигательном режиме второй фактор – величина генерационной ЭДС – не учитывается при выборе ключевых элементов схемы мощного каскада, так как ток будет по величине меньше пускового тока ДПТ, но обязательно учитывается направление протекания рекуперационного тока (включены дополнительные диоды и предусматриваются соответствующие режимы работы ключевых элементов). Третий фактор – ЭДС самоиндукции – если не будут предусмотрены цепи и соответствующие режимы работы ключевых элементов, может достигнуть недопустимых величин и выжечь полупроводниковые элементы мощного каскада.

В качестве мощного каскада для управления ДПТ могут применяться Т-схема или П-схема. В силу многочисленных причин (достоинства, недостатки, производство комплектующих элементов) наиболее часто применяется П-схема (рис. 1.1), а полупроводниковые приборы (ключи) должны работать как ключевые переключатели с целью уменьшения потерь на управление ДПТ (увеличивается КПД).

В настоящее время в качестве ключей используются мощные полевые транзисторы типа MOSFET или биполярные транзисторы с изолированным затвором типа IGBT. Но могут применяться и другие полностью управляемые ключи (биполярные, двухоперационные тиристоры и др.).

Для управления ключами в П-схеме чаще всего применяются два закона: симметричный и несимметричный.

При симметричном законе управления в течение времени T (период коммутации) одновременно включаются и выключаются ключи по диагонали (, .4 и , ). Если пары ключей переключаются в течение времени , то вал двигателя не будет вращаться (см. рис 1.2 a, в течение периода T ).

Для движения якоря двигателя в ту или другую сторону необходимо время , где .

Рис. 1.1. П-схема мощного каскада

 

 

a)

б)

Рис. 1.2. Временные диаграммы

при и ,

 

U_в = 1.25∙110 =138 В.

 

Напряжение источника питания складывается из напряжения U_в и падения напряжения на открытых транзисторах.

 

(для IGBT) или E₁=2R_СИ∙I_ПУСК+U_в (для MOSFET).

 

Транзисторы и диоды выбирают на напряжение:

 

U_{си доп}=U_{КЭ доп} = U_{VD обр} ³ КЕ₁, где К– коэффициент запаса: К=1,8;

(при работе с индуктивной нагрузкой при запирании транзисторов возможны кратковременные выбросы напряжения).

 

В техническом задании дан двигатель с параметрами

Таблица 1.1

Тип двигателя	Uном, B	Р2ном, Вт	nном, об/мин	Iном, A	Iп, A	Rя, Ом
СЛ-321			3000-4100	0,58	-	25,8

 

К сожалению, иногда в справочниках приводятся не все данные, поэтому в таких случаях в учебных целях можно принять:

, =4,26 А.

Исходя из технических данных двигателя, нужно выбрать VT по параметрам:

 

1. .

2. .

 

I_{К max} (I_{С max})=1,3∙ I_пуск=1,3∙4,26 ³ 5,54 A

U_{КЭ max} (U_{СИ max})=1,25U_Н∙К=1,25∙110∙1,8 ³ 248 B.

 

Выберем Mosfet транзистор IRFS4229PBF (IR) следующими параметрами

 

 

Таблица 1.2

Название (фирма производитель)	Макс.рабочее напряж. сток-истока Vds (B)	Сопротивление сток-исток в открытом состоянии при напряжении затвора Vg=10В Rdson max (мОм)	Ток стока при Ткорп=25°C Id (А)	Заряд затвора Qg (нК)	Рассеивающая мощность при Ткорп=25°C Pd (Вт)	Абсолютное макс. напряжение затвора Vgs max (В)	Время задержки вкл./выкл. td(on) / td(off) (нс)	Время нарастания/спада тока сто ка (при условиях как для времени задержки) tR / tF (нс)	Тепловое сопротивление переход-корпус ТJC (°C/Вт)	Ток затвора статический IG СТ. (нА)	Коэффициент снижения мощности(derating factor) Kd (Вт/°С)
IRFS4229PBF (IR)						±30	18/30 VDD = 125 V VGS = 10 B RG = 18 Ω ID = 26 A	31/21	0.45	±100	2.2

Но эти величины приводятся, как правило, при температуре t=25˚С. Многие характеристики транзистора значительно зависят от температуры p-n переходов структуры. Поэтому некоторые параметры (главные для расчетов) уточняют по диаграммам, приводимым в справочных данных. Для I_{си max} она имеет вид рис.1.3.

 

 

Рис.1.3. Справочная зависимость I_си=f(t˚C)

Отмечая на ней пусковой ток двигателя, определяем, что в транзисторе необходимо поддерживать максимальную температуру Т₁˚С(Т₁ = 170 ˚С).

 

 

 

 

Рис.1.4.Справочная зависимость R_си=f(T˚C)

 

Тогда окончательная величина R_си для дальнейших расчётов равна:

 

 

а напряжение открытого ключа:

 

(1.1)

.

 

Выберем IGBT транзистор IRGB4045DPBF(IR) следующими параметрами

 

 

Таблица 1.3

Название (фирма производитель)

Макс.рабочее напряж. коллектор-эммитер VCES (B)

Макс. ток коллектора Ткорп=25°C Iс (А) (ограничено типом корпуса)

Макс. ток коллектора Ткорп=100°C Iс (А)

Напряж. насыщения коллектор-эммитер VCE(on) typ. (B)

Время задержки вкл./выкл. при Ткорп=25°C td(on) / td(off) (нс)

Время нарастания/спада тока стока (при условиях как для времени задержки) tR / tF (нс)

Рассеивающая мощность при Ткорп=25°C Pd (Вт)

Тепловое сопротивление переход-корпус RJC (°C/Вт)

Заряд затвора Qg (нК)

Ток затвора статический IG СТ. (нА)

Абсолютное макс. напряжение затвора Vge max (В)

Коэффициент снижения мощности(derating factor) Kd (Вт/°С)

IRGB4045DPBF (IR)

2.15

27/75 IС=6 A RG=47 Ω VCC=400 V

11/17

1.94

19.5

±100

±20

0.51

 

Так как величина U_кэнас мало зависит от температуры и её обычно не корректируют.

Из двух транзисторов более рационально использовать Mosfet так как падение напряжения на нем будет в рабочем режиме меньшее чем на транзисторе IGBT. Данное утверждение было подтверждено расчетами, в результате чего получили:

 

U_{кэ нас.} = 2.15 В > U_{cи откр.} = 0.643 В

 

После выбора транзистора IRFS4229PBF (IR) необходимо уточнить величину напряжения питания выходного каскада с учетом потерь в схеме:

 

,

 

Затем рассчитанную величину напряжения питания заменим на ближайшую по стандарту в сторону увеличения (в процессе проектирования, возможно, потребуются еще дополнительные элементы (VD, VT и R), которые будут включаться в схему мощного каскада), т.е. 150 В.

Величина периода коммутации ключей T () оказывает большое влияние на энергетические (КПД) и качественные (пульсация скорости вращения вала двигателя Dn) показатели системы. Считается, что при импульсном управлении поведение двигателя практически будет мало отличаться от линейного при выполнении следующего условия:

. (1.2)

При выполнении (1.2) изменение среднего тока в якоре I_непр определяется в основном постоянной времени якоря Т_я=L_я/R_я. Зависимость (1.2) – это очень неточная оценка, приближенно отражающая качественные показатели САУ.

Для уточнения величины Т могут применяться различные подходы. Например, можно непосредственно задаться величиной пульсации тока в якорной цепи DI_я= (см.рис.1.2,б), причем

 

I_кон= , I_нач = ,

I_кон= = 0,638 A, I_нач = = 0,522 A,

DI_я= = 0,116 А.

 

Для расчетов величину К можно принять в пределах К= , что составит значение I_кон или I_нач в пределах (10–1)% от I_непр (К = 0.1). Такой подход эквивалентен заданию пульсации статического момента на валу двигателя DМ_ст, так как М=С_мI_я, что с помощью механических характеристик (зависимость n=f(М)) легко пересчитывается в ожидаемое задание пульсации по скорости Dn. Здесь следует заметить, что в динамике из-за инерционности механики электропривода (с учетом механической постоянной Т_м) эти колебания Dn будут меньшими.

При выполнении (1.2) для решения такой задачи (обеспечение DI_я£(I_кон –I_нач)) проще всего воспользоваться схемой замещения двигателя постоянного тока, приведенной на рис. 1.5. Согласно рис. 1.5, для стационарного режима (переходный процесс стабилизации n завершен) справедливо выражение:

 

E_пит=C_En+I_яR_я, (1.3)

 

где С_Е – коэффициент противоЭДС, зависящий от конструктивных параметров двигателя.

Eпит

+

-

Iя

Rя

Lя

+

-

Uп ЭДС = СЕ n

Рис. 1.5. Схема замещения двигателя

 

 

Задачу нахождения Т проще всего решать для номинальных режимов работы двигателя, тогда принимается I_непр = I_н, n = n_н, M = C_мI_н=M_н.

Сам же переходный процесс при коммутации E_пит в такой цепи описывается экспонентой. Поэтому для нахождения величин t_и и t_п можно воспользоваться известной формулой Отсюда

,

где следует принять t = L_я/R = = 6 мс.

Если в справочных данных двигателя не приводится значение L_я, то индуктивность обмотки якоря рассчитывается по формуле [7]:

 

,

= 0,15523 Гн.

 

где рекомендуется принять равным 0,6 без компенсации и 0,25 с компенсацией якоря; р – число пар полюсов, p = 2; . ( номинальная скорость двигателя, = 3500 об./мин.).

На промежутке времени Dt=t_и к двигателю коммутируется E_пит=U_в рис. 1.2 и ток якоря I_¥Dt=tи , согласно схеме замещения (рис.1.5) при n=const, равен

 

.

 

Величину С_Е легко найти из (1.3), если подставить номинальные параметры двигателя:

 

,

C_E = = 0,0271 В*мин./об., = 2.137 A.

 

 

Если перенести начало координат в точку A (рис. 1.2, б; ), то в формуле для расчета Dt_u можно принять начальный ток экспоненты I_{экс.нач.}= 0, I_{экс.кон.}= DI_я = I_кон. – I_нач., I_{экс. ¥Dt= tu} = I_{¥Dt= tu} – I_нач. ,и

 

,

= 335 мкс.

 

Таким же подходом можно воспользоваться при вычислении Dt_п (начало координат переносится в точку В (рис.1.2, б; )). Тогда I_{экс.нач.}= 0, I_{экс.кон.}= DI_я , Окончательно получим

,

= = 10,128 A, = 69 мкс.

 

После нахождения t_и и t_п величина Т рассчитывается как Т = t_и + t_п (T = 404 мкс.), а величина g как g = t_и / T (g = 0,83). Отметим, что полученная величина Т, определит минимальную величину ( 2475 Гц). С увеличением частоты коммутации стабильность скорости двигателя будет только увеличивается (предельная частота коммутации ключей для ДПТ общего назначения не должна превышать 10 кГц).

Рассчитаем величину Т на базе другого подхода. В качестве критерия берутся дополнительные потери мощности DP, связанные с пульсациями тока в обмотке якоря относительно его среднего значения I_ср. При этом автоматически учитываются потери и от пульсации скорости Dn с учетом механической постоянной Т_м в отличие от выше рассмотренной методики, где n_ср двигателя принималась за постоянную величину n_ср=const за период Т. Окончательная формула для расчета DP имеет следующий вид:

,

а максимальные потери DP_max (соответственно и максимальные величины DI_я и Dn) будут при g=0,5, т.е.

.

Попутно следует отметить, что DP_max при одинаковой величине Т при симметричном законе в 4 раза превышают аналогичные потери при несимметричном. И это различие будет значительно увеличиваться при малых входных сигналах (малых U_{ср дв}), так как g для симметричной коммутации g®0,5, а при несимметричной g®0.

В последнем выражении величина – это потери мощности в обмотке якоря от тока, равного пусковому. Поэтому максимальные потери иногда удобно представлять в относительных единицах. Тогда можно записать:

.

В таких же относительных единицах можно представить и номинальные потери двигателя:

.

Теперь, если потребовать, чтобы относительные максимальные дополнительные потери были в К раз меньше , где К=0,1, то можно получить формулу для расчета Т, т.е.

, ,

= 0.2983, мс.

Из последнего выражения T = 1,790 мс, f_ком = 560 Гц.

Очевидно, что с увеличением f_ком дополнительные потери DP уменьшаются (уменьшаются DI_я и Dn), т.е. и этот расчет определяет минимальную границу частоты коммутации транзисторов мощного каскада.

Выберем более высокую частоту 2475 Гц, так как этим самым выбором мы хотим дополнительно уменьшить потери мощности в обмотке якоря двигателя.

 

Модуляторы

С помощью микросхемы TL494 можно реализовать следующие основные функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного режима коммутации, усиление сигнала датчика тока, обеспечение ‹‹мягкого›› запуска. Контроллер TL494 может работать в двухтактном режиме, когда осуществляется управление двумя силовыми транзисторами, например, стойкой моста, и в однотактном (управление одиночным транзистором). С этой целью в контроллере предусмотрен специальный вход OTC (см. рис. 2.1). В двухтактном режиме на вход OTC нужно подать сигнал логической «1» с выхода V_REF источника опорного напряжения, а в однотактном – логический «0» (общая точка микросхемы GND).

Рис. 2.1. Функциональная схема ШИМ–контроллера TL494

 

IN1, IN2 – прямой вход усилителей ошибки У1, У2;

IN1, IN2– инверсный вход усилителей ошибки У1 и У2;

FB – вход обратной связи усилителей ошибки У1 и У2;

DTC – вход управления «мертвого» времени;

R_Т – подключение времязадающего резистора генератора;

С_Т – подключение времязадающего конденсатора генератора;

GND – общая точка микросхемы контроллера;

С₁, С₂ – коллектор выходных транзисторов VT1 и VT2;

Е₁, Е₂ – эмиттер выходных транзисторов VT1 и VT2;

OTC – выбор режима работы;

V_сс – напряжение питания микросхемы;

V_REF – выход источника опорного напряжения.

В двухтактном режиме работы логические элементы «2ИЛИ–НЕ» переводят в открытое состояние транзисторы VT1 или VT2 только тогда, когда выходные сигналы или триггера Т находятся в состоянии логического «0» (см. рис. 2.2 г–ж). При этом выходная частота управляющих импульсов (Т)^-1 равна половине частоты генератора (Т₀)^-1. В однотактном режиме на базах транзисторов VT1 и VT2 формируются одинаковые управляющие сигналы (рис. 2.2 е, ж). Выходные транзисторы VT1 и VT2 на выходе контроллера могут быть включены по схеме с общим эмиттером или эмиттерного повторителя.

Из временных диаграмм сигналов (см. рис. 2.2) видно, что уменьшение сигнала обратной связи Y_FB приводит к увеличению ширины выходных импульсов.

 

Рис. 2.2. Временные диаграммы сигналов ШИМ–контроллера TL494;

ХХХ – сигналы триггера не влияют на управление VT1 и VT2

 

Компаратор регулировки «мертвого» времени KH1 имеет постоянное смещение 0,12 В (см. рис. 2.1), что ограничивает минимальное «мертвое» время t_D на уровне 4% от периода Т₀ генератора пилообразного напряжения. В результате максимальная длительность управляющего импульса t_и.max = 0,96^.T₀ для однотактного режима и 0,48^.T₀ для двухтактного. «Мертвое» время t_D позволяет устранить режим сквозного тока, возникающий в результате переходного процесса включения и выключения транзисторов стойки моста, при условии, что сигнал обратной связи Y_FB становится меньше сигнала установки «мертвого» времени Y_DTC (рис. 2.2 б, е, ж).

Предельные значения параметров модулятора приведены в таблице 2.1.

Для симметричного закона управления мощными ключами реализована схема инвертирующего суммирующего усилителя (рис. 2.3 а).

Значения R_Tи C_T(входов 6 и 5 модулятора соответственно) определяются по формуле:

 

, f₀ = 2475 Гц.

 

где Т – период коммутации мощных ключей. Задаваясь величиной С_Т, можно рассчитать величину резистора R_T.

 

Таблица 2.1

Напряжение питания Vcc	41В
Входное напряжение усилителя	(Vcc+0.3)В
Выходное напряжение коллектора	41В
Выходной ток коллектора	250мА
Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме	1Вт
Рабочий диапазон температур окружающей среды: -c суффиксом L -с суффиксом С	-25..85С 0..70С

 

Задаваясь емкостью по ГОСТ Cт = 0.82 мкФ, рассчитаем величину сопротивления резистора R_T.

 

R_T = ,

R_T = R_T = 542 Ом.

 

По ГОСТ выберем резистор МЛТ номиналом R=560 Ом, и P_Rt = 0.125 Вт;

Входы IN2 и подключены к земле (или на можно подать напряжение +5В от клеммы 14 через резистор с сопротивлением 1-5 кОм), за счет источника 80мВ усилитель (компаратор) У2 будет выключен из работы контроллера. На вход DTC (клемма 4) не подается сигнал, и этим исключается из работы контроллера компаратор КН1, а так как вход ОТС подключен к земле, то используется однотактный режим работы контроллера и выходные транзисторы VT1 и VT2 будут включены в параллельную работу.

 

Рис. 2.3. Принципиальная схема включения контроллера ТL494 в качестве модулятора

для симметричного закона управления

 

На базе внутреннего усилителя (компаратора) с помощью внешних дополнительных резисторов (R) реализована схема на базе дифференциального (разностного) усилителя, Сигнал от делителя (1,5 В) помогает получить на выходе суммарный сигнал в пределах (+0,2…+2,7) при изменении U_y от 0 до 1.35 В, что обеспечит его ШИМ-преобразование. В этой схеме источник +5В формируется в ШИМ-контроллере (вывод 14).

 

Рис.2.4. Схема дифференциального усилителя

 

Резисторы R можно принять без расчета порядка 2-10 кОм(Подберем резисторы МЛТ по ГОСТ номиналом R=10 КОм. и P_R = 125 мВт).

На резисторах R₁ и R₂ реализуется схема делителя. При их расчете следует учитывать то обстоятельство, что при симметричном законе управления мощным каскадом при U_y=0 необходимо иметь ширину импульса равную 0,5Т (50% от периода Т). Тогда используя следующее соотношение (с учетом технических данных TL494):

4% (соответствует)—120 мВ;

50% (соответствует)—x.

Откуда (В) и делитель R₁ и R₂ должен понизить напряжение с -5В до 1,5В (R₁ и R₂ должны быть на порядок меньше значения R). При расчете усилителя от задатчика необходимо получить (В) (так как t_{u max}=0,9T,или 90% от периода Т, деленное на 2). Стабилитроны VD1 и VD2 должны гарантировать величину в этом пределе(часто устанавливается на выходе усилителя, формирующего U_y).

Выбирая резистор по ГОСТ R₁ = 1 КОм, рассчитаем (исходя из выходного напряжения делителя) величину сопротивления резистора R₂ исходя из соотношения для делителя напряжения:

 

 

Найдем величину сопротивления резистора R₂

 

R₂ = , R₂ = = 428 Ом.

 

Рассчитаем тепловые характеристики полученного и принятого резисторов

 

I_R2 = , I_R2 = = 3.5 мА.

P_R2 = мВт,

P_R1 = мВт.

 

Окончательно примем резистор МЛТ R₁ по ГОСТ номиналом R₁ = 1 КОм и

P_R1 = 0.125 Вт, а R₂ по ГОСТ номиналом R₂= 430 Ом и P_R2 = 0.125 Вт.

Сигналы U_{у 1} и U_{у 2} с выходных транзисторов контроллера VT1 и VT2 всегда будут в противофазе (VT1 включен по схеме с общим эмиттером, VT2 – по схеме эмиттерного повторителя). Такая схема включения транзисторов не требует использования специальной схемы «НЕ». Минимальные величины R₆ и R₇ рассчитывают исходя из технических данных контроллера:

 

P_R6=P_R7 = =

Примем по ГОСТ резисторы R₆ , R₇ МЛТ номиналами равными

R₆ = R₇=100 КОм с мощностями P_R6=P_R7 =0,125 Вт.

Драйверы силовых транзисторов

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R_G1 и R_G2.

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U_ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U_C1=U_ПИТ – U_VD1. Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT1 (рис 3.1), диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

Выберем драйвер для управления мощным ключом IRFS4229PBF (IR) (см. Табл. 3.1).

 

 

Таблица 3.1

Название [новая модель]	Напряжение управляемого ключа	Выходное напряжение VHO / VLO,В {VO,В}	Напряжение питания VCC,В	Логическое входное напряжение (типы логических входов) VIN,В	Выходные токи +/-IOUT,А	Входные токи +/-IIN,мкА	Время задержки вкл./выкл. td(on)/td(off),нс	Время нараста-ния/спада tR/tF,нс	Краткое описание
IR2113 [IRS2113]		-0.6...625.3 / -0.3...25.3	10...20	-25.6...50.6 [-20.3...45.6] (HIN,LIN,SD)	+2.5/-2.5	+20/-1 [+20/-5]	150/125 [160/150]	35/25	TTL/CMOS VBS UVLO SD

 

Условные обозначения к таблице:

VBS - используется для бутстрепного питания.

HIN - логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня.

LIN - логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня.

TTL, CMOS или TTL/CMOS - характеристика входного сигнала (TTL - ТТЛ, CMOS - КМОП).

UVLO (UnderVoltage LockOut) - присутствует пониженное напряжение блокировки.

SD (Shutdown) - присутствует входная логика отключения.

Схема драйвера IR2113 выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического

 

Рис.3.1. Типовая схема включения драйвера IR2113 (а) и временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

 

V_DD – питание логики микросхемы;

V_SS – общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN – логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

SD – логический вход отключения драйвера;

V_CC – напряжение питания драйвера;

COM – отрицательный полюс источника питания V_CC;

HO, LO – выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V_B –напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V_S – общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Резисторы R_G1, R_G2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD_G1 и VD_G2, шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R₁, R₂ имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ – параллельное соединение менее мощных транзисторов).

Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t_rr=10-100 нс, т.е быть быстродействующим. Поэтому подберем диод UF4007 характеристика которого предоставлена в табл. 3.2

 

Таблица 3.2

Тип	Umax, В	Imax, А	tвост., нc	Uнас, В
UF4007				1,7

 

 

Емкость С1 – это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле [8]:

.

где Q₃ – величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I_пит – ток потребления мощного ключа в статическом режиме (справочная величина, обычно I_пит ≈ I_{G cт} мощного ключа);

Q₁ – циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V_п – напряжение питания схемы драйвера;

– падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т – период коммутации мощных ключей.

 

С₁= =13,26 нФ.

 

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале – танталовая). Остановимся на танталовом конденсаторе TECAP С=0,15 мкФ., U = 25 В.

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ – выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого – с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD_G1 и VD_G2, которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R_G1 и R_G2 с помощью диодов (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I_{др вых mах вкл} и выключения I_{др вых mах выкл}. Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R_G1 и R_G2.

где все величины в формулах – справочные данные конкретного драйвера. Рассчитаем величины этих сопротивлений:

 

 

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

В структуре MOSFET транзистора присутствует три ёмкости: ёмкость затвор-исток (входная ёмкость ), ёмкость исток-сток (выходная ), затвор-сток (проходная При подаче напряжения на затвор величиной (15-20)В начинает по экспоненте заряжаться входная ёмкость и при напряжении 8-10В в транзисторе будет появляться ток . Этот промежуток времени приводится в виде параметра задержки включения (рис. 3.2) при определённом сопротивлении в цепи затвора

При появлении в структуре VT стокового тока входная ёмкость будет заряжаться по другой экспоненте, так как на этот процесс оказывает влияние выходная ёмкость , то в конечном итоге входная ёмкость накопит заряд Q (справочная величина). Выходной ток (уменьшение напряжения на электродах исток-сток) в основном будет зависеть от процессов в цепи , без существенного влияния тока затвора.

Время разряда ёмкости так же приводится в справочных параметрах VT в виде времени включения .

 

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (, и регулирует скорость заряда затворной емкости VT), чтобы обеспечить задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT (см рис. 3.2).

(3.1)

где – время спада тока стока (справочная величина);

– время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения. При шунтирующих затворных диодах (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) скорость разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию, (пологая, что будет шунтироваться диодом VD_G)

(соответствует) –

(соответствует) –

Отсюда

, = 14 нс.

Если скорректированная величина будет на порядок больше , то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое ) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция

(соответствует) –

(соответствует) –

Отсюда

– 8 = 27 Ом.

 

где рассчитывают в соответствии с (3.1)

Для оценки мощности резисторов следует использовать формулу

, где Q и T- известные величины. Отсюда:

Выберем МЛТ резистор номиналом 27 Ом с мощностью рассеивания P = 0.125 Вт.