Расчет усилительных каскадов

Схема с общим эмиттером (рис. 22). Задачей расчета является определение номинальных значений всех пассивных компонентов схемы каскада (резисторов: R 1, R 2, R_к, R_э, и конденсаторов: С 1, С 2, С 3); определение коэффициента нестабильности каскада S_i; построение линий нагрузки каскада по постоянному и переменному току; определение коэффициентов усиления каскада по току, напряжению и мощности (K_U, K_I, K_P); определение входного и выходного сопротивления каскада (R_вх, R_вых).

Исходными данными для расчета усилительного каскада являются напряжение источника питания Е_к, параметры рабочей точки транзистора: ток покоя I _{0 к} и напряжение покоя U _{0 кэ} ; сопротивление нагрузки R_н; минимальная частота усиливаемого сигнала f ₀.

В качестве исходных данных для выполнения примера расчета приняты:

Е_к = 24 В;

I _{0 к} = 15 мА;

U _{0 кэ} = 12 В;

R_н = 600 Ом;

f ₀= 400 Гц.

В основу расчета каскада положено использование входных и выходных характеристик примененного транзистора, по которым определяются необходимые для расчета параметры транзистора.

Порядок расчета:

1. Производят выбор транзистора с учетом того что:

, = 180 мВт,

где .

Выбран транзистор МП – 25 с параметрами:

300 мА	13 ÷ 25	40 В	200 мВт

 

2. Расчет сопротивлений резисторов.

Сопротивления R ₁, R ₂, R_к, R_э резисторов R 1, R 2, R_к, R_э определяют, исходя из условия обеспечения режима каскада по постоянному току:

а) наносят на семейство выходных характеристик транзистора (рис.23) рабочую точку каскада и определяют постоянную составляющую тока базы

I _{0 б} ≈ 0.9 мА;

б) определяют постоянную составляющую тока эмиттера

I _{0 э} = I _{0 к} + I _{0 б} = 15 + 0.9 = 15.9 мА;

в) величину падения напряжения на резисторе R_э принимают равной 0.2 Е_к. Определяют сопротивление резистора

R_э = принимают R_э =330 Ом;

г) определяют сопротивление резистора R_к

R_к = , принимают R_к = 470 Ом;

д) на входную характеристику транзистора (рис. 24) наносят рабочую точку транзистора и определяют падение напряжения между эмиттером и базой в режиме покоя

U _{0 бэ} ≈ 0.25 В;

е) задаются величиной сквозного тока делителя I_д, протекающего через последовательно включенные резисторы R 1 и R 2. Принимают I_д = 10 ∙ I _{0 б} = 10 ∙ 0.9 = 9 мА;

ж) определяют сопротивление R ₂ резистора R 2:

R ₂ = , принимают R₂ = 560 Ом;

з) определяют сопротивление R ₁ резистора R 1:

R ₁ = , принимают R₁ = 2 кОм.

3. Определяют коэффициента нестабильности каскада:

а) определяют величину R_д:

R_д =

 

б) определяют коэффициент усиления транзистора

в) определяют коэффициент нестабильности

S_i =

Приемлемые значения коэффициента нестабильности лежат в пределах 3 ÷ 5.

В случае, если величина S_i, полученная расчетом, лежит вне указанных пределов, следует изменить параметры цепи смещения. Для увеличения S_i необходимо уменьшить ток делителя I_д или величину падения напряжения на резисторе R_э.

В данном случае S_i = 2.18 < 3. Необходимо уменьшить величину тока делителя I_д и повторить расчеты, начиная с п.2.в.

2. е^¤) принимают I_д = 5 I _{0 б} = 5 ∙ 0.9 = 4.5 мА;

ж^¤) определяют сопротивление R ₂ резистора R 2:

R ₂ = , принимают R₂ = 1,1 кОм;

з^¤) определяют сопротивление R ₁ резистора R 1:

R ₁ = ,принимают R₁ = 3,6 кОм;

3. а^¤) определяют величину R_д:

R_д =

в^¤) определяют новое значение коэффициента нестабильности

S_i =

Такое значение S_i можно считать удовлетворительным.

4. Определение усилительных параметров каскада:

а) по входной характеристике (рис. 25) определяют входное сопротивление транзистора как котангенс угла наклона касательной к этой характеристике, проведенной через рабочую точку.

r_вх = сtg

б) определяют входное сопротивление каскада как эквивалентное сопротивление трех параллельно включенных сопротивлений R ₁, R ₂, r_вх. Поскольку сопротивление параллельно включенных резисторов R 1 и R 2 представляет собой найденную нами величину R_д, для определения R_вх можно воспользоваться более простой формулой:

R_вх = R_д // r_вх =

в) определяют эквивалентное сопротивление нагрузки каскада по переменному току

R_{н ~} = R_к // R_н =

г) определяют коэффициент усиления каскада по току с учетом шунтирующего действия входных и выходных цепей усилителя

K_I =

д) определяют коэффициент усиления по напряжению

K_U = – K_I

Физический смысл отрицательного значения коэффициента усиления по напряжению заключается в том, что выходное напряжение сдвинуто по фазе на 180⁰ относительно входного, т.е. мгновенная полярность выходного напряжения всегда обратна мгновенной полярности входного;

е) определяют коэффициент усиления каскада по мощности

К_Р = │K_I K_U│ = 6.6 ∙ 44.5 = 296;

ж) определяют выходное сопротивление усилителя, как параллельное соединение выходного сопротивления r_вых транзистора и сопротивления в цепи коллектора

R_вых = r_вых // R_к.

Ввиду того, что обычно r_вых >> R_к, можно считать

R_вых ≈ R_к = 480 Ом.

5. Расчет емкостей конденсаторов в схеме усилительного каскада:

а) определяют емкость С ₁ конденсатора С 1, исходя из условия, что на частоте усиливаемого сигнала << R_вх.

Принимают = 0.1 R_вх.

Отсюда

С ₁= ,

принимают С₁ =50 мкФ;

б) определяют емкость конденсатора С ₂ конденсатора С 2, полагая = 0.1 R_э:

С ₂ = ,

принимают С₂ =10 мкФ;

 

в) определяют емкость С₃ конденсатора С3, полагая = 0.1 R_н:

C ₃= принимают С₃ =10 мкФ;

 

6. Построение линии нагрузки каскада по постоянному току.

Линия нагрузки по постоянному току представляет собой графическую зависимость между постоянными составляющими тока коллектора и напряжения коллектор – эмиттер, выражаемую формулой:

U _кэ = E_к – I _к (R_к + R_э).

Линия нагрузки строится на семействе выходных характеристик транзистора (рис.23) следующим образом:

а) определяют точку, соответствующую режиму холостого хода коллекторной цепи (I _{к хх} = 0):

U _{кэ хх} = Е_к = 24 В.

Данная точка лежит на оси абсцисс на расстоянии, равном Е_к от центра координат;

б) определяют точку, соответствующую короткому замыканию цепи коллектора (U _{кэ кз} =0):

I_{к к.з.} =

Точку к.з. откладывают на оси ординат на расстоянии, равном I_{к кз} от центра координат;

в) строят линию нагрузки по постоянному току как прямую, соединяющую точку холостого хода с точкой короткого замыкания. Если расчеты и построения выполнены правильно, то линия нагрузки пройдет через заданную рабочую точку транзистора с координатами

U _{0 кэ} = 12 В; I _{0 к} = 15 мА (см. рис.24).

7.Построение линии нагрузки по переменному току

Линия нагрузки по переменному току представляет собой графическую зависимость между переменной составляющей коллекторного тока и выходным переменным напряжением

U_{н ~} = I_{к ~} R_{н ~}.

Эта линия проходит через рабочую точку каскада, причем угол ее наклона к оси абсцисс определяется сопротивлением нагрузки каскада по переменному току

Для практического построения линии нагрузки по переменному току используют соотношение

Полагают тогда

Строят линию нагрузки по переменному току как прямую, проходящую через рабочую точку и точку с координатами

I_к = 0:

U _кэ = U _{0 кэ} + ∆ U_{н ~} = 12 + 4 = 16 B.

 

Двухтактный усилитель мощности класса В. Схема двухтактного усилительного каскада – усилителя мощности на транзисторах представлена на рис.25.

Задача расчета: определить параметры и сделать выбор транзисторов; определить параметры выходного трансформатора (E ₁, I ₁, E ₂, I ₂); рассчитать величину мощности входного сигнала (Р_вх) и коэффициента усиления каскада по мощности (К_Р).

Основными исходными данными для расчета являются параметры нагрузки (U_н, I_н, P_н, R_н), напряжение источника питания Е_к, частота усиливаемого сигнала f₀.

Для выполнения примера расчета приняты следующие исходные данные:

E_к = 12 B; P_н = 40 Вт; R_н = 100 Ом.

Существенным условием, принятым в исходных данных для расчета, является чисто активный характер нагрузки. В действительности нагрузка усилителей мощности, применяемых в системах автоматики, обычно носит активно – индуктивный характер (обмотки электродвигателей, реле и др.), что приводит к появлению реактивных составляющих тока в выходной цепи усилителя и увеличивает токовые нагрузки на транзисторы.

Во избежание этих дополнительных нагрузок применяют компенсацию реактивного тока нагрузки с помощью конденсатора, включенного параллельно нагрузке. В случае полной компенсации сопротивление нагрузки становится чисто активным, как это принято при расчете.

Следует иметь в виду, что зачастую полная компенсация реактивной мощности невозможна, т.к. с изменением нагрузки усилителя (например, момента сопротивления на валу электродвигателя) величина реактивной составляющей тока нагрузки также изменяется.

Порядок расчета

1. Определяют параметры нагрузки:

а) ток нагрузки

б) напряжение на нагрузке

2. Определяют электрические параметры выходного трансформатора:

а) к.п.д. трансформатора определяется по графику (рис.26):

;

б) мощность условной первичной обмотки трансформатора

в) амплитудное значение напряжения первичной обмотки

где ∆ U_кэ – минимальное остаточное напряжение на транзисторах, принимают равным 0.5 В;

г) амплитудное значение тока первичной обмотки

д) коэффициент трансформации выходного трансформатора

n _вых =

3. Определяют электрические параметры транзисторов:

а) мощность, рассеиваемая на коллекторах

Р_{к наиб} = 0.2; Р ₁ = 0.2 ∙ 44.5 = 8.9 Вт;

б) амплитудное значение тока коллектора

I_кm = I _{1 m} = 6.95 A;

в) максимальное напряжение на транзисторах

U_{кэ m} = 2 E_к = 2 ∙ 12 = 24 B.

4. Производят выбор транзисторов.

Для установки в схему выбирают транзистор типа П210В со следующими основными параметрами:

Максимально допустимый ток коллектора I_{к макс. доп.} = 12 А.

Максимально допустимое напряжение коллектор – эмиттер U_{кэ макс. доп.} = 40 В.

Коэффициент усиления β ≥ 10.

Тепловой ток коллектора I_{к 0} ≤ 15 мА (20⁰ С).

5. Определяют параметры входной цепи каскада:

а) амплитуда входного тока транзисторов

б) амплитуда входного напряжения, соответствующего I_бm, определяется по входной характеристике транзистора (если входная характеристика отсутствует, приближенно полагают U_{эб m} = 0.5 В для германиевого транзистора)

U_{эб m} = 0.5 В;

в) мощность входного сигнала усилителя

Р_вх =

6. Определяют коэффициент усиления каскада по мощности

К_Р =

 

Транзисторный усилитель, работающий в режиме переключения. Схема усилителя, работающего в режиме переключения, показана на рис. 27.

Задача расчета: определить номинальные значения сопротивлений всех резисторов, входящих в схему (R 1, R 2, R 3); определить нагрузки на полупроводниковые приборы; сделать выбор полупроводниковых приборов; определить входную мощность Р_вх и коэффициент усиления усилителя по мощности К_Р.

В качестве исходных данных для расчета задаются параметры нагрузки, характер нагрузки (активная либо активно – индуктивная), напряжение источников питания Е_к и смещения Е_см.

В качестве исходных данных для примера расчета приняты следующие параметры:

Р_н = 50 Вт;

Е_к = – 24 В;

Е_см = + 6 В.

Нагрузка активно – индуктивная.

Порядок расчета

1. Определяют параметры нагрузки:

а) ток нагрузки

б) сопротивление нагрузки

2. Расчет параметров и выбор выходного транзистора VТ2

а) определяют коллекторный ток транзистора VТ2 в режиме насыщения

I_{к 2 нас} = I_н = 2.08 A;

б) определяют напряжение на транзисторе VТ2 в закрытом состоянии

U_{кэ 2 макс} = Е_к = 24 В;

в) для установки в схему выбран транзистор типа П213 со следующими параметрами:

Максимально допустимый ток коллектора

I_{к макс доп.} = 5 А.

Максимально допустимое напряжение эмиттер – коллектор

U _{кэ макс доп.} = 45 В.

Тепловой ток коллектора

I_{к 0} (20⁰ С) = 15 мА.

Коэффициент усиления по току

β = 20 50.

3. Расчет цепи насыщения транзистора VТ2:

а) определяют величину тока базы транзистора VТ2 в режиме насыщения

I_{б 2 нас} =

где К_нас – коэффициент насыщения, принимается равным 1.4 1.6;

б) определяют полное сопротивление цепи насыщения, состоящее из суммы сопротивлений R ₁ и R ₂ резисторов R 1 и R 2

R_нас = R ₁ + R ₂ =

где U_{эб 2 нас} – падение напряжения на эмиттерном переходе транзистора VТ2 в режиме насыщения. Определяется по входной характеристике транзистора. При отсутствии справочных данных можно приблизительно полагать U_{эб нас} ≈ 0.5 В – для германиевых транзисторов и U_{эб нас} ≈ 1 В – для кремниевых;

в) определяют сопротивления R ₁ и R ₂ резисторов R 1 и R 2, полагая, что R ₁ = 0.8 R_нас;

R ₂ = 0.2 R_нас:

R ₁ = 0.8 R_нас = 0.8 ∙ 151 = 121 Ом, принимают R ₁=120 Ом_;

R ₂ = 0.2 R_нас = 0.2 ∙ 151 = 30 Ом, принимают R ₂=30 Ом

4. Расчет параметров и выбор управляющего транзистора VТ1:

а) определяют максимальный коллекторный ток транзистора (в состоянии насыщения)

I_{к 1 нас} =

б) определяют максимальное напряжение на коллекторе транзистора VТ1 (в состоянии отсечки)

U_{кэ 1 отс.} ≈ Е_к

в) для установки в схему выбирают транзистор типа МП – 25А со следующими основными параметрами.

Максимально допустимый ток коллектора I_{к макс доп} = 400 мА.

Максимально допустимое напряжение коллектор – эмиттер U_{кэ макс доп} = 40 В.

Остаточное падение напряжения на открытом транзисторе ∆ U_{кэ нас} В.

Коэффициент усиления β = 20

5. Расчет цепи запирания транзистора VТ2:

а) задаются величиной запирающего напряжения на базе транзистора VТ2

U_{зап 2} = 0.2 В;

б) определяют величину падения напряжения на резисторе R 2, необходимого для запирания транзистора VТ2,

U = U_{зап 2} + Δ U_{кэ 1 нас} = 0.2 + 1 = 1.2 В;

в) определяют величину тока, проходящего через резистор R 2, когда транзистор VТ2 находится в состоянии отсечки,

I =

г) проверяют условие I < I_{к 1 нас} :

0.04 < 0.2;

д) определяют величину тока, протекающего через резистор R 3, когда транзистор VТ2 находится в состоянии отсечки,

I = I + I _0к2= 40 + 15 = 65 мА;

е) определяют падение напряжения на резисторе R 3

U = E_см – U_{зап 2} = 6 – 0.2 = 5.8 В;

ж) определяют сопротивление R ₃ резистора R 3

R ₃ = , принимают R ₃=91 Ом

6. Расчет параметров входного сигнала:

а) определяют входной ток, необходимый для перевода транзистора VТ1 в режим насыщения,

I_вх = I_{б 1 нас} =

б) определяют напряжение входного сигнала по входной характеристике транзистора VТ1 (при отсутствии справочных данных принимают приближенно U_вх ≈ 0.5В)

U_вх ≈ 0.5 В;

в) определяют мощность входного сигнала

Р_вх = U_вх I_вх = 0.5 ∙ 0.015 = 0.0075 Вт;

г) определяют коэффициент усиления каскада по мощности

К_Р =

7. Расчет параметров диода VD3.

Диод VD3 вводится в схему лишь в том случае, если нагрузка имеет активно – индуктивный характер (обмотка реле и т.п.), и служит для замыкания тока самоиндукции силового транзистора. В противном случае э.д.с. самоиндукции неизбежно вызывает пробой транзистора, что приводит к выходу его из строя.

Расчет параметров и выбор диода VD3 производится в следующем порядке:

а) определяют максимальное напряжение на диоде VD3

U_{a 3 макс} = E_к = 24 B;

б) определяют максимальную величину тока диода VD3

I_{a 3 макс} = I_{н макс} = 2.08 А;

в) для установки в схему выбран диод типа Д303 со следующими основными параметрами.

- Максимально допустимый выпрямленный ток (среднее значение)

I_{а макс доп.} = 3.0 А.

- Максимально допустимое обратное напряжение

U_{обр макс} (20⁰ С) = 150 В.

 

Эмиттерный повторитель. Эмиттерный повторитель (ЭП) (рис.28) широко используется для согласования низкоомной нагрузки с высокоомным выходным сопротивлением предшествующего транзисторного каскада или любого другого высокоомного источника сигнала.

В качестве примера показан расчет эмиттерного повторителя, согласующего каскад предварительного усиления с однотактным усилителем мощности, работающим в режиме А производят по следующим исходным данным:

R_н =22,25 Ом;

U_вых =0,09 В;

f_н-f_в =250-5000 Гц;

М_н=М _в=1,18;

Е_к =16 В;

t^о_окр = +40 ^оС.

Выходное сопротивление предыдущего каскада R_вых¹ =0,5 кОм.

Порядок расчета

1. Производим выбор режима работы транзистора по постоянному току.

,

где U_КЭмин =1В – падение напряжение на переходе коллектор – эмиттер кремниевого транзистора.

Целесообразно принять напряжение U_кэп =-5 В (так как в справочниках обычно приводится входная характеристика именно при таком напряжении). Определяют амплитуду тока эмиттера, полагая R_э>>R_н.

.

Постоянная составляющая тока эмиттера с учетом коэффициента запаса k_з .

Полагая , находим мощность, рассеиваемую коллектором транзистора .

Выбирают маломощный низкочастотный транзистор МП40А:

Р_{К макс t}^о_т =150 мВт;

t^о_т = +20°С;

h_21Э=3;

U_{КЭ макс}= 30 В.

При расчете ЭП используются статические характеристики транзистора с ОЭ (рис. 29, а, б).

Постоянная составляющая тока коллектора

I_КП = I_ЭП h_21Э /(h_21Э +1) = 6·30/31= 5,8 мА.

Постоянная составляющая тока базы . На рис. 29, а и б отмечают положение точки покоя П и определяют постоянную составляющую напряжения на базе транзистора и входное сопротивление транзистора .

2. Производят расчет элементов схемы, определяющих режим транзистора по постоянному току.

Сопротивление резистора в цепи эмиттера

, принимают R_Э =1,8 кОм.

Определяют сопротивление резистора в цепи базы:

, принимают R_б =24 кОм.

3. Входное и выходное сопротивления схемы

;

.

 

4. Определяют разделительные емкости, распределив частотные искажения в области нижних частот следующим образом: М_Ср2 =1,13, М_Ср1=1,05 (чтобы М_Ср2 ·М_Ср2=1.18). Если частотные искажения разделить поровну, то емкость С_р2 окажется значительно больше емкости С_р1. Таким образом:

,

принимают С_р2 =30 мкФ;

,

принимают С_р1 =30 мкФ;

5. Входное напряжение

,

откуда . Так как , то это определяет значение выходного напряжения предыдущего каскада.

6. Если в ЭП используется делитель напряжения, составленный из резисторов R_б и R1, то их сопротивления рассчитываются по методике, изложенной выше.

На рис. 28 резистор R1 показан штриховым контуром. При наличии делителя ЭП будет иметь лучшую температурную стабильность, однако при этом несколько уменьшается входное сопротивление и увеличивается расход энергии.

Если в исходных данных не задано напряжение источника питания, то принимают R_Э=(3÷5)R_н и определяют Е_к = | U_кэп| + I_эпR_Э..

Мультивибраторы. Наиболее распространенная схема мультивибратора на транзисторах р-n-р типа показана на рис. 30, а на рис. 31 приведены временные диаграммы напряжений для случая несимметричной схемы. Выходными напряжениями мультивибратора являются u_к.э1 и u_к.э2, однако в отдельных случаях могут использоваться и напряжения u_б.э1 и u_б.э2.

Методика расчета рассмотрена на примере, когда требуется рассчитать элементы схемы несимметричного мультивибратора, у которого выходным является напряжение, снимаемое с коллектора транзистора VТ1. Исходные данные: амплитуда положительного импульса λ_1и =12 В, длительность t_и1 = 10 мкс, длительность фронта t_ф1 ≤ 1,0 мкс, длительность среза t_с1 ≤ 2 мкс, период следования Т = 40 мкс, сопротивление нагрузки R_н = 2 кОм, максимальная температура окружающей среды t^о_окр = +40°С.

Порядок расчета:

1. Выбор типа транзистора. Транзистор выбирается по предельной частоте f_h21б, максимально допустимому напряжению U_КБмакс и статическому коэффициенту передачи по току h_21Э.

Так как скважность определяется выражением , то транзистор должен иметь коэффициент передачи по току

.

Необходимое значение предельной частоты выбираемого транзистора f_h21б находится из следующих соображений. Малое значение длительности фронта импульса t_ф2 ≈ τ^/_α ≈ τ_α + R_кC_к получится в том случае, если постоянная времени заряда емкости С₁ отвечает условию R_кC₁ ≥ (5÷10)τ^/_α. Обычно τ^/_α>>R_кC_к, и поэтому можно принять R_кC₁≈ 10 τ_α.

Так как , то ,

где К_нас - коэффициент насыщения.

Но t_и1≈ 0,7 R_бC₁ и поэтому

.

Используя выражение для h_21Э, после преобразований получают

.

В примере скважность импульса Q = T/t_и = 40/10 = 4 и требуемое значение

Необходимое напряжение источника питания Е_К = (1,1÷1,2) U_К1и = (1,1÷1,2)12 = (13,2÷14,4) В. Принимают Е_К = 14 В. Тогда U_КБмакс ≥ 2 Е_К = 2∙14 = 28 В. Коэффициент насыщения К_нас в мультивибраторе выбирают в пределах 2—3. Меньшее значение брать нежелательно, так как увеличивается длительность фронта импульса, при большом значении сильно возрастает длительность импульса за счет времени рассасывания. Таким образом, коэффициент передачи тока .

По рассчитанным параметрам выбирают транзистор МП20А:

U_КБмакс = 30В,

I_Ки =300 мА,

I_КБО =50 мкА,

f_h21б =2,0МГц,

h_21Э =50÷150,

t^о_к.макс = +85°С.

 

2. Сопротивление резистора R_к

.

Ток коллектора насыщения I_Кнас определяется с учетом температуры окружающей среды по выражению

;

.

Минимально допустимое значение выбирать не следует, так как при этом будет неэкономичным режим работы мультивибратора. С другой стороны, при малом сопротивлении резистора R_к уменьшается длительность среза импульса и увеличивается нагрузочная способность схемы. Поэтому на данном этапе расчет R_к можно выбирать из условия R_к =(0,1÷0,15) R_н и после расчета емкостей конденсаторов С1 и С2 произвести проверку - удовлетворяется ли заданное значение t_с1. Так как R_н= 2 кОм, то R_к =(0,1÷0,15)2·10³= 200÷300 Ом. Принимают R_н =270 Ом.

3. Сопротивление резистора R_б определяется из условия режима насыщения открытого транзистора. Поэтому

, принимают R_б =6,8 кОм.

4. Проверяют выполнение условия температурной стабильности схемы.

На основании полученного неравенства можно не учитывать влияния обратного тока коллектора на длительность и период следования импульса.

5. Вычисляют емкости конденсаторов С1 и С2. Так как с учетом п.4 t_и1 ≈0,7 R_бС₁ и t_и2 ≈0,7 R_бС₂, то

Требуемая емкость С₁ конденсатора С1 получается при параллельном соединении емкостей 2000 и 100 пФ, а конденсатора С2 - 6200 и 100 пФ.

6. Проверяют длительности фронта и среза импульса t_ф1 и t_с1, t_ф2 и t_с2:

Таким образом, полученные значения t_ф1 и t_с1 не превышают заданных.

Ждущий мультивибратор. Наибольшее распространение имеет ждущий мультивибратор с эмиттерной связью (рис. 32), временные диаграммы напряжения которого показаны на рис. 33.

Выходные импульсы снимаются с коллектора транзистора VТ2. Они имеют отрицательную полярность и лучшую форму по сравнению с импульсами на коллекторе транзистора VТ1.

Расчет ждущего мультивибратора производится для следующих исходных данных:

амплитуда выходных импульсов U_Ки = 9 В;

длительность импульса t_и = 20 мкс;

период следования импульсов Т =120 мкс;

максимальная температура окружающей среды t^о_окр = +40°С.

Порядок расчета:

1. Выбор транзистора определяется теми же параметрами, что и в мультивибраторе. Предельная частота . Так как , то

.

Напряжение источника питания Е_К =1,1(U_Ки+U^/₁), где U^/₁ - напряжение на резисторе R1 до додачи входных импульсов.

Обычно принимают U^/₁ ≈ (0,2÷0,3) Е_К. Поэтому выбирают U^/₁ ≈ 0,25Е_К, и тогда Е_К ≈1,5 U_Ки = 1,5·9=13,5 В. Принимают Е_К =14,5 В.

Следовательно, U_КБмакс =2 Е_К =2·14,5=29 В. Требуемый коэффициент передачи по току

.

В ждущих мультивибраторах К_нас≈1,2÷1,4. Тогда . По рассчитанным параметрам подходит транзистор МП20А, который был использован в расчете мультивибратора.

2. Рассчитывают сопротивления резисторов R_к2 и R1. Определяют допустимый ток коллектора транзисторов VТ2 в режиме насыщения при заданной температуре t^о_окр= +40°С:

.

Тогда

.

Принимают R_к2 = 270Ом.

Вычисляют R₃ по формуле

, принимают R₃ =82 Ом

3. Сопротивление резистора R_к1 =(2÷3) R_к2 =(2÷3)270=(540÷810) Ом, принимают R_б =750 Ом.

4. Сопротивление R₁ резистора R1 определяют из неравенства

, принимают R₁ =18 кОм.

Сопротивление резистора

, принимают R₂ =5,6 кОм.

5. Сопротивление R_б2 резистора R_б2

, принимают R_б2 =10 кОм.

 

Проверяют влияние обратного тока коллектора на длительность импульса:

.

Таким образом, влияние будет незначительным.

6. Емкость конденсатора С

,

принимают С =750 nФ.

 

7, Проверяют длительности фронта и среза импульса. Длительности t_ф≈t_с ≈3τ_α=3 . При таких значениях t_ф и t_с форма импульса будет вполне удовлетворительной.

8. Время восстановления, т. е. время заряда емкости С после окончания обратного переброса

.

Проверяют, успевает ли зарядиться емкость С до прихода следующего импульса t_п=Т-t_и =120-20=100 мкс. Следовательно, t_в<<t_и схема будет успевать возвращаться в исходное состояние задолго до прихода следующего импульса. Поэтому можно несколько увеличить сопротивления резисторов R_к1 и R_к2 с тем, чтобы облегчить режимы работы транзисторов.

9. Выбор сопротивления резистора R, емкости конденсатора С_р и диода VD.

Сопротивление резистора выбирается из условия R ≥(5÷6) R_к1. Такой выбор обеспечивает малое влияние этого резистора на процесс переброса схемы. Следовательно,

R ≥(5÷6)·750=3,75÷4,5 кОм, принимают R =4,3 кОм.

Емкость С_р должна за промежуток времени между входными импульсами успевать разрядиться. Поэтому постоянная разряда этой емкости должна быть в несколько раз меньше периода следования импульсов. Обычно принимают

.

В этом выражении R_и - сопротивление источника сигнала. Если оно заранее неизвестно, то его можно принять равным 1 кОм, а при настройке схемы уточнить и внести поправку на значение С_р:

,

принимают С_р =4300 nФ.

Диод выбирается по значению допустимого обратного напряжения. В данном случае подходят диоды Д9В, Д9Г, Д9Д, Д9И и Д9К, у которых максимальное обратное напряжение U_{обр.макс} =30В>2 Е_к.

Автоколебательный блокинг-генератор (БГ) (рис. 34). Исходные данные:

амплитуда выходных импульсов U_вых.и =8 В;

длительность импульса t_и =12 мкс;

период следования импульсов Т =400 мкс;

длительности фронта и среза импульса t_ф.а» t_с.а ≤1,2 мкс;

сопротивление нагрузки R_н =1000 Ом;

емкость нагрузки С_н =100 nФ;

максимальная температура окружающей среды t^о_окр =40^оС.

1. Выбор типа транзистора является наиболее сложной задачей при расчете БГ. Это обусловлено тем, что длительность импульса зависит от постоянной времени накопления τ_н, значение которой в справочных данных не указывается, а у конкретного экземпляра транзистора ее можно приближенно определить лишь экспериментальным путем. Кроме того, сложная связь t_и со многими параметрами схемы не позволяет использовать общее уравнение, а аналитические зависимости получены только для частных случаев: 3τ_н<t_и<τ_с; t_и>3τ_н; t_и>τ_с и t_и<<τ_L; τ_н>>τ_с, t_и<<τ_L. В этих неравенствах: τ_с=R_вхС - постоянная времени заряда емкости С (R_вх - входное сопротивление транзистора схемы с ОЭ при большом сигнале, практически равное объемному сопротивлению базы r^/_б); - постоянная времени индуктивности намагничивания L_μ, ; в расчете будет рассмотрен первый случай. Методика расчета других случаев аналогична.

Транзистор выбирается по двум параметрам: по предельной частоте f_h21Б или по граничной частоте f_т и по допустимому напряжению U_КБмакс. Рассмотрим выбор транзистора по допустимому напряжению:

,

где - коэффициент трансформации импульсного трансформатора (ИТ).

Выбирают n_н ≈1. При выборе необходимо учитывать, что большие значения n_н вызывают увеличение коллекторного тока, а малые - увеличение напряжения Е_к, и, следовательно, U_КБмакс. Можно рекомендовать 0,5≤ n_н ≤3.

Таким образом, Е_к ≈1,2∙8/1=9,6 В. Принимают Е_К =10 В и поэтому U_КБмакс ≥20 В. Выбор по частоте производится на основании следующих соображений. При формировании относительно длинных импульсов при t_ф ≥0,5 мкс необходимо выбирать низкочастотные транзисторы, для которых τ_н ≈(0,5÷1,0)τ_β. Поэтому, полагая t_и >3 τ_н и t_ф ≤0,1 t_и, находим:

.

Для генерирования коротких импульсов (t_ф ≤0,5 мкс и t_и ≤5 мкс) требуется применять высокочастотные транзисторы. В этом случае τ_н ≈(2÷7)τ_β и . Таким образом, требуемое значение

.

По рассчитанным значениям U_КБмакс и f_h21Б выбирают транзистор МП41, у которого U_КБмакс =-20 В, U_ЭБмакс ≈6 В, I_КБО =15 мкА, I_кмакс =150 мА, f_h21Б =l МГц, С_К =60 nФ, r^/_б= 220 Ом.

2. Выбор коэффициента трансформации n. Определяют оптимальное значение

,

 

где ,

С₀ ≈ С^/_н + С^/_п.

Учет паразитной емкости С^/_п весьма сложен. Поэтому при расчете можно ориентировочно принять С₀ ≈ 2С^/_н ≈2n_нС_н=2∙1∙100×10^-12=200 nФ. Следовательно,

.

Поскольку зависимость выходных параметров БГ от значения n_опт не резко выраженная, то с конструктивной точки зрения удобно принять n ≈0,5.

3. Емкость С выбирается по условию

.

Принимают С =0,06 мкФ (C=C₁+C₂ =0,05+0,01). Влияние емкости С не будет сказываться на длительности фронта импульса, если ее минимальное значение выбирать по условию

,

где ;

;

;

;

;

Таким образом: .

4. Постоянная времени заряда конденсатора

.

5. Индуктивность намагничивания L_μ≈L₁ и отсюда:

,

где

.

Для выбранного транзистора принимают:

;

;

.

6. Максимальное значение коллекторного тока

меньше допустимого значения (150 мА). Если бы оказалось, что рассчитанное значение коллекторного тока больше допустимого, то и необходимо в цепь базы включить дополнительный резистор R_д≈2r^/_б (рис. 34) и сделать новый расчет, заменяя во всех формулах R_вх на R=r^/_б +R_д. Большим R_д выбирать нецелесообразно, так как при этом сильно увеличивается длительность фронта импульса.

Рассчитанное значение индуктивности L_μ должно отвечать условию

.

Так как это условие выполняется, то L_μ не будет влиять на длительность фронта импульса.

7. Длительность фронта импульса

,

где ;

;

;

.

Полученные значения t_ф и t_с удовлетворяют заданным условиям.

8. Спад напряжения на конденсаторе, возникающий из-за его разряда обратным током базы

.

9. Сопротивление резистора

,

где ; ;

.

Таким образом ,принимают R_б =27 кОм.

 

10. Проверяют нестабильность периода колебаний при изменении температуры:

.

Так как ,

то .

Следовательно, .

Относительная нестабильность периода , т. е. составляет 8,3%. Такая нестабильность вполне удовлетворительна. В тех случаях, когда нестабильность периода получается слишком большой (либо больше заданной, либо больше 15÷20%), то надо уменьшить сопротивление резистора R_б и увеличить емкость конденсатора С, а затем сделать пересчет величин, зависящих от τ_с.

11. Обратный выброс напряжения:

,

где ;

.

Полученное значение амплитуды выброса ΔU_К недопустимо ни для коллекторной, ни для базовой цепей. Поэтому в первичную цепь трансформатора необходимо включить цепочку R_ш, VD (показана на рис. 34 штриховой линией) с тем, чтобы уменьшить амплитуду выброса.

Определим допустимое значение выброса:

или

;

поэтому необходимо, чтобы эквивалентное сопротивление не превышало

.

Так как R^/_н>>R_э.треб и R^/_б>>R_э.треб, то принимают R_ш+R_д.пр =36 Ом (R_д.пр - прямое сопротивление диода). Выбирают диод, у которого допустимый ток

.

Этому значению прямого тока отвечает диод Д9Г, у которого I_п.макс =80 мА при t^o_окр =+60°С и U_обр =20 В> . R_д.пр ≈16 Ом и поэтому принимают R_ш =18 Ом.

Ждущий БГ (рис. 35). Расчет параметров схем определяющих длительность импульса и его форму, выполняется так же, как и в автоколебательном БГ.

В ждущем БГ иначе определяется сопротивление резистора R_б. Если заданы длительность импульса t_и и период следования входных импульсов Т_вх, то время восстановления t_восст=T_вх-t_и.

Сопротивления резистора R_б находится из условия

.

Напряжение , а емкость .

Рассмотрим пример расчета. Исходные данные t_и =10 мкс, Т_вх =300 мкс, транзистор МП41, у которого I_{KБОмакс} =60 мкА при t^о_окр =+40°С, емкость С =0,06 мкФ, t_восст =300-10=290 мкс.

, принимают R_б =1,3 к0м.

, принимают Е_б =0,5 В.

Амплитуда пусковых импульсов

, принимают U_п ≈0,6 B.

Несимметричный триггер или триггер с эмиттерной связью (триггер Шмитта) широко применяется для преобразования синусоидального напряжения в прямоугольные импульсы и в качестве дискриминатора (различителя) амплитуд или сравнивающего устройства.

Схема триггера представлена на рис. 36.

Исходные данные:

амплитуда положительных импульсов U_вых.и =14 В;

частота входного гармонического напряжения f_вых =800 кГц;

длительность фронта и среза выходных импульсов t_ф≈t_с ≤0,3 мкс;

максимальная температура окружающей среды t^о_окр =+50°С.

Порядок расчета:

1. Выбор транзистора производится по U_КБмакс и f_h21б. Напряжение источника питания Е_К=(1,1÷1,2)U_вых.и+U_1макс, где U_{макс –} максимальное напряжение на резисторе R3. Обычно U_1макс≈1,5÷3,0В. Выбирают U_1макс =2 В и находим Е_К =1,2·14+2=18,8 В. Принимают Е_К =19 В. Следовательно, U_КБмакс≥2Е_К =38 В.

Предельная частота f_h21б≥f_вх /0,7=800/1,7=1,14 МГц; по этим данным выбирают транзистор МП21В, у которого f_h21б =1,5 МГц; h_21Э =20÷100; U_{КБмак с}=40 В; I_КБО =50 мкА; I_{К макс} =50 мА.

2. Находим сопротивления резисторов R_к1, R_к2, R3. Максимально допустимый ток коллектора транзистора VТ2 при t^о_окр =+50°С.

;

, принимают R_к2 =390 Ом.

 

Сопротивление резистора R_к1 выбирается из условия: R_к1=(2÷4)R_к2 =(2÷4)·390=780÷1560 Ом, принимают R_к1 =1 кОм.

Сопротивление ,принимают R₃ =56 Ом

 

3. Выбирают сопротивления R_б и R_к.б резисторов R_б