Статические преобразователи частоты

Указанные недостатки практически отсутствуют у статических ПЧ, выполненных на ключевых электронных элементах: тиристорах, запираемых тиристорах и силовых транзисторах (биполярных, биполярных с изолированным затвором и полевых). Использование ключевого режима приводит к тому, что выходное напряжение U₂ у всех без исключения видов статических ПЧ несинусоидально и кроме основной (первой) гармоники содержит обычно целый спектр высших гармонических составляющих, а в некоторых ПЧ еще и низкочастотные субгармонические составляющие. Ток, потребляемый из сети статическими ПЧ, также несинусоидален и может вызывать искажения напряжения питающей сети. Эти обстоятельства приходится обычно учитывать при выборе типа статического ПЧ.

Принципы построения статических ПЧ для регулируемого ЭП известны достаточно давно. В настоящее время, в зависимости от мощности и технологических требований к ЭП, используется один из трех типов статических ПЧ:

– непосредственный ПЧ;

– двухзвенный ПЧ с автономным инвертором напряжения;

– двухзвенный ПЧ с автономным инвертором тока.

Непосредственный преобразователь частоты (НПЧ) в минимальной конфигурации содержит m2 (по числу фаз двигателя) отдельных реверсивных преобразователя постоянного тока, управление которыми осуществляется переменным модулирующим напряжением. Форма, частота и амплитуда модулирующего напряжения определяют форму гладкой составляющей, частоту f₂ и амплитуду напряжения U₂ на выходе НПЧ. Регулирование выходного напряжения характеризуют коэффициентом модуляции μ, который изменяется в пределах от 0 до 1 и является, по существу, относительной амплитудой модулирующего напряжения. Напряжения управления отдельными фазами НПЧ имеют одинаковые амплитуду и частоту, но сдвинуты одно относительно другого на угол 2π/т2. На рис. П7.5 показана схема бестрансформаторного трехфазного НПЧ, в котором использованы мостовые реверсивные преобразователи постоянного тока, а фазы двигателя U2А, U2В, U2С разъединены, чтобы избежать межфазных коротких замыканий.

Продолжение прил. 7

 

Управление группами тиристоров, как и в реверсивных преобразователях постоянного тока, может быть совместным или раздельным. В первом случае для ограничения уравнительных токов используются реакторы L,как это показано на рис. П7.5. При раздельном управлении эти реакторы не ставятся, но используются датчики нуля тока (датчики состояния тиристоров).

В тиристорных НПЧ, как правило, используется естественная коммутация. При этом выходное напряжение U₂ имеет периодический характер при частоте f₂ только для дискретных ее значений:

f₂ = m₁ f₁ /(m₁ + k),

где k – целые числа (1 ≤ k ≤ ∞); m₁ – число фаз питания НПЧ. В табл. П7.1 приведены значения этих частот для m₁ =3, 6, 12, f₁ =50 Гц и k= 1–10.

Рис. П7.5. Трехфазный мостовой НПЧ

При промежуточных значениях выходной частоты f₂, при которых k не является целым числом, в напряжении U₂ появляются низкочастотные субгармоники, влияние которых тем больше, чем ближе значения частот f₁ и f₂. Появление низкочастотных субгармоник в напряжении питания электродвигателя приводит к колебаниям электромагнитного момента. Поэтому выходные частоты НПЧ в диапазоне, соответствующем k < 3, обычно не являются рабочими. Так, для НПЧ, выполненного по схеме, показанной на рис. П7.5, максимальная выходная частота f_2max ≈ 25 Гц.

Продолжение прил. 7

 

Таблица П7.1

Значения частот f₂, Гц, выходного напряжения НПЧ,
не содержащего субгармоник

m1	k
	37,5			21,4	18,75	16,7		13,6	12,5	11,5
	42,8	37,5	33,3		27,3			21,4		18,5
	46,2	42,8		37,5	35,3	33,3	31,6		28,6	27,3

 

Амплитуды и частоты высших гармоник в выходном напряжении НПЧ зависят от числа фаз питающего напряжения m₁, выходной частоты f₂, выходного напряжения (коэффициента модуляции μ.) и коэффициента мощности нагрузки НПЧ. Влияние выходной частоты f₂ и числа фаз питающей сети т на гармонический состав выходного напряжения НПЧ можно оценить, воспользовавшись уравнениями:

ν = k m₁(f₁ / f₂ – 1) ± 1, (П7.1)

U_v = 1/(k m₁ ± 1), (П7.2)

где v = f_v / f₂ – номер гармонической составляющей (относительная частота); U_v = U_vm/ U_21m – относительная амплитуда v-й гармоники; U_21m – амплитуда первой гармоники выходного напряжения; k = 1 – ∞ целочисленные коэффициенты гармоник.

Уравнения (П7.1) и (П7.2) соответствуют работе НПЧ на индуктивную нагрузку при коэффициенте модуляции μ = 1.

В табл. П7.2 приведены рассчитанные по уравнениям (П7.1) и (П7.2) относительные амплитуды, номера и абсолютные частоты высших гармоник выходного напряжения НПЧ при m₁ = 3 для значений частот f₂ = 25, 16,7 и 12,5 Гц.

Из табл. П7.2 следует, что в НПЧ увеличение выходной частоты приводит к уменьшению частоты высокочастотных гармонических составляющих в напряжении U₂. При m₁ = 3 и выходной частоте f₂ = 25 Гц спектр гармоник включает в себя рабочие частоты двигателя. Амплитуды высших гармоник напряжения не зависят от выходной частоты НПЧ и через коэффициент k связаны только с номером гармоники (2). Близость частот высших гармоник и рабочих частот искажает форму тока и вызывает пульсации момента регулируемого электродвигателя.

Влияние увеличения числа фаз питания НПЧ на гармонический состав выходного напряжения иллюстрируется данными, приведенными в табл. П7.3, в которой для выходной частоты f₂ = 25 Гц приведены расчетные значения относительных амплитуд, номеров и абсолютных частот высших гармоник для m₁ = 6 и m₁ = 12.

Продолжение прил. 7

 

Таблица П7.2

Высокочастотные гармоники напряжении НПЧ при m₁ = 3

k	Uv	f2 = 25 Гц	f2 = 16,7Гц	f2 = 12,5Гц
v	fv, Гц	v	fv, Гц	v	fv, Гц
	0,5
	0,25
	0,2
	0,14
	0,125
	0,1
	0,09
	0,077

 

Таблица П7.3

Высокочастотные гармоники напряжения НПЧ
при f₂ = 25 Гц, m₁ = 6 и m₁ = 12

k	m1 = 6	m1 = 12
v	fv, Гц	v	fv, Гц	v	fv, Гц
		0,2			0,09
		0,14			0,077
		0,09			0,043
		0,077			0,038
		0,059			0,029
		0,052			0,027

 

Увеличение числа фаз питающего напряжения до m₁ = 6 существенно сдвигает спектр высших гармоник в сторону увеличения частот и одновременно уменьшает их амплитуды. Увеличение числа фаз до m₁ = 12 уменьшает амплитуды высших гармоник напряжения настолько, что их влияние на работу электродвигателя можно не учитывать.

Из таблиц П7.1–П7.3 следует, что увеличение числа фаз питания всегда улучшает гармонический состав выходного напряжения НПЧ, уменьшая содержание в нем и высокочастотных гармоник, и низкочастотных субгармоник. Но достигается это путем увеличения числа тиристорных групп, которые питаются от дополнительных обмоток трансформатора или от нескольких отдельных трансформаторов, что приводит к еще большему усложнению силовой схемы НПЧ.

Продолжение прил. 7

 

Энергетические характеристики и влияние на питающую сеть НПЧ с естественной коммутацией фактически определены свойствами реверсивных ТП постоянного тока. В качестве иллюстрации на рис. П7.6 приведены зависимости составляющих потребляемой из сети мощности от коэффициента модуляции напряжения μ и фазового угла φ ₂₁ по первой гармонике на частоте f₂ для идеализированного трехфазного мостового НПЧ (отношение частот f₁ / f₂ > 10; тиристоры рассматриваются как идеальные ключи; управление тиристорными группами раздельное). Составляющие первичной мощности показаны в относительных величинах:
S* = S₁/S₂; Q* = Q₁/S₂; P* = P₁/S₂, где S₂ – полная мощность на выходе НПЧ. Из рис. П7.6 следует, что при изменении μ и φ ₂₁ величина S* меняется незначительно, поэтому изменение коэффициента мощности НПЧ (k_м= P*/S*) практически идентично изменению потребляемой активной мощности Р*, т.е. коэффициент мощности НПЧ уменьшается как при уменьшении выходного напряжения (уменьшении μ), так и при увеличении φ ₂₁ (уменьшении cosφ ₂₁).

Рис. П7.6. Энергетические характеристики трехфазного НПЧ

Некоторого увеличения коэффициента мощности можно достигнуть, применив последовательное включение тиристорных групп в каждой фазе, управление которыми осуществляется с фазовым сдвигом. Но это еще более усложняет схему НПЧ.

Продолжение прил. 7

 

Принципиально вопрос увеличения коэффициента мощности НПЧ решается, если отказаться от естественной коммутации тока и использовать принудительную коммутацию. Такое решение одновременно снимает ограничение по максимальной выходной частоте f_2max. Трудности технической реализации этих схем вызваны прежде всего отсутствием удобного для применения в них полупроводникового ключевого элемента. При использовании в НПЧ с принудительной коммутацией биполярных транзисторов с изолированным затвором в модульном исполнении (IGВТ-модулей) применяется встречно-последовательное включение транзисторных модулей (иногда такие ПЧ называют матричными). При этом между сетью и двигателем всегда оказываются последовательно включенные два транзистора и два диода, падение напряжения на которых примерно втрое больше, чем на двух тиристорах в схеме НПЧ с естественной коммутацией, что пропорционально увеличивает статические потери в ПЧ и ухудшает массогабаритные показатели. В результате НПЧ с принудительной коммутацией пока не имеют широкого применения, и при общей оценке свойств статических ПЧ здесь не рассматриваются.

Основные достоинства НПЧ с естественной коммутацией:

– полная реверсивность;

– свободный обмен реактивной энергией между сетью и двигателем;

– однократное преобразование энергии (минимальное число вентилей, одновременно включенных между сетью и двигателем).

Недостатки НПЧ с естественной коммутацией:

– ограничение выходной частоты по верхнему пределу;

– низкий коэффициент мощности;

– сложность силовой схемы, особенно при m₁ >3.

Двухзвенный ПЧ с автономным инвертором напряжения состоит из трех основных элементов: выпрямителя (В), автономного инвертора напряжения (АИН) и промежуточного контура постоянного тока, включающего конденсатор С, который является источником реактивной мощности для двигателя (рис. П7.7). В ПЧ этого типа происходит двукратное преобразование электрической энергии: сначала переменное напряжение с частотой f₁ выпрямляется, а затем постоянное напряжение U_d преобразуется (инвертируется) АИН в переменное с заданной амплитудой первой гармоники U_21m и частотой f₂. В качестве ключевых элементов в АИН в настоящее время практически всегда используются транзисторы. На рис. П7.8 показана схема ПЧ, в котором АИН выполнен на биполярных транзисторах с изолированным затвором. Здесь показаны только основные силовые элементы ПЧ, необходимые для процесса преобразования.

Продолжение прил. 7

Рис. П7.7. Двухзвенный ПЧ с АИН

 

Рис. П7.8. Тиристорный АИН

В каждой фазе АИН всегда открыт один из двух ключевых элементов, и потенциал фазы на выходе АИН всегда равен потенциалу положительной или отрицательной шины на входе АИН. Таким образом, амплитуда линейного напряжения на выходе АИН всегда равна входному напряжению U_2m = U_d. Частота выходного напряжения однозначно определена частотой переключения транзисторов и для ЭП не имеет ограничения сверху, т.к. у мощных современных транзисторов достигает значения f_max = 20–40 кГц, поэтому в ПЧ с АИН для формирования выходного напряжения с заданными частотой f₂ и амплитудой первой гармоники U₂. исключительное применение находит способ широтно-импульсной модуляции (ШИМ) напряжения с постоянной частотой коммутации или с переменной частотой коммутации в системах прямого цифрового управления моментом.

Частота, форма и амплитуда модулирующего напряжения при ШИМ определяют форму гладкой составляющей напряжения на выходе АИН, амплитуду первой гармоники U_2lm и ее частоту f₂. Для получения синусоидальной гладкой составляющей выходного напряжения форма модулирующего напряжения может быть также синусоидальной. Но линейное напряжение на выходе АИН с ШИМ в бестрансформаторной схеме при этом равно (первая гармоника):

U_2l = √3 U_lμ/2,

Продолжение прил. 7

 

т.е. даже при μ = 1 U_2l = 0,87 U_l и двигатель ЭП не может быть использован в номинальном режиме. Поэтому модулирующее напряжение u_м обычно имеет форму, соответствующую уравнению

u_м = μ(sinω₂.t + 0,13sin3ω₂.)t/0,87.

На рис. П7.9 модулирующее напряжение показано для трех значений коэффициента модуляции μ = 0,1; 0,5; 1,0. Линейное напряжение (первая гармоника) на выходе ПЧ в этом случае при μ = 1 равно сетевому напряжению на входе U_2l = U_l. А благодаря трехпроводной системе подсоединения двигателя к ПЧ третья гармоника отсутствует и в линейном, и в фазном напряжении.

Рис. П7.9. Модулирующее напряжение транзисторного АИН

Формы линейного напряжения и линейного тока при работе ПЧ с АИН на нагрузку с отстающим коэффициентом мощности приведены на рис. П7.10. При регулировании частоты f₂, и напряжения u₂,изменяется скважность импульсов, частота которых равна частоте переключения f _к (коммутации) транзисторов в АИН, а их амплитуда остается постоянной и равной U_d. Гармонический состав выходного напряжения при его регулировании от нуля до максимального значения (μ = 0–1) соответствует графикам, показанным на рис. П7.11, где f _к – частота переключения (коммутации) транзисторов в АИН; f _к*= f _к / f ₂ – ее относительное значение; v = f _ν / f ₂ – относительные частоты гармонических составляющих; U_vm* = U_vm/U_21m – относительные амплитуды гармонических составляющих по отношению к максимальной амплитуде (μ=1) первой гармоники. Частота коммутации транзисторов f _к выбирается обычно равной 3–6 кГц, т.к. с ее увеличением растут потери в АИН, а с уменьшением – в двигателе, и для значений выходной частоты f ₂ < 60 Гц относительная частота коммутации f _к* > 50.

Продолжение прил. 7

Рис. П7.10. Линейные напряжения и ток ПЧ с АИН

 

Рис. П7.11. Гармонический состав выходного напряжения ПЧ с АИН

Характерные особенности спектра выходного напряжения ПЧ с АИН:

– амплитуда первой гармоники напряжения при изменении коэффициента модуляции (μ = 0–1) линейно возрастает от нуля до максимального значения (U_1m* = 0–1);

– наибольшие амплитуды имеют гармонические составляющие напряжения, частоты которых практически равны частоте коммутации транзисторов в АИН;

– гармонические составляющие низкочастотной области спектра (ν = 5, 7, 11,...) пренебрежимо малы.

Гармонические составляющие напряжения столь высоких частот из-за фильтрации индуктивностями рассеяния обмоток двигателя не создают

Продолжение прил. 7

 

больших гармонических составляющих в выходном токе АИН, и его форма близка к синусоидальной даже при отсутствии фильтров на выходе ПЧ (см. рис. П7.10). Однако такие фильтры используются для уменьшения скорости изменения напряжения на обмотке двигателя в момент переключения транзисторов (чаще при мощности двигателя 50 кВт и более) и для уменьшения перенапряжений на выходе ПЧ при работе на длинный соединительный кабель (30 м и более).

В ПЧ с АИН невозможен обмен реактивной энергией двигателя с питающей сетью, и реактивная составляющая тока двигателя циркулирует в контуре электродвигателя – АИН – входной конденсатор С, наличие которого вместе с диодами, шунтирующими в обратном направлении транзисторы АИН, является обязательным для схемы инвертора напряжения.

Схема ПЧ с АИН, показанная на рис. П7.8, – нереверсивная из-за нереверсивности выпрямителя. При возникновении режима генераторного торможения избыточная энергия идет на заряд конденсатора С, напряжение на котором нарастает лавинообразно, и для предотвращения аварии используется защита, контролирующая это напряжение. Возможны схемные решения с использованием диодно-тиристорного или тиристорного реверсивного выпрямителя. Но в промышленных установках такие схемы применяются очень редко. Если же в системе ЭП может возникать необходимость экстренного торможения, то используется схема ПЧ с дополнительным транзистором и тормозным резистором, который устанавливается вне корпуса ПЧ (рис. П7.12, а). Управление транзистором, включающим тормозной резистор, может быть организовано автономно от управления АИН с контролем абсолютного значения напряжения U_d (рис. П7.12, б), где U_вкл и U_откл – уровни срабатывания порогового элемента, управляющего тормозным транзистором, t_вкл и t_откл – соответственно время его включенного и отключенного состояний.

Коэффициент мощности ПЧ с АИН благодаря нерегулируемому выпрямителю на входе близок к единице k_м= 0,92–0,96. Во время работы из сети потребляется в основном активная мощность нагрузки ЭП и мощность потерь в ПЧ и в электродвигателе. Поэтому входной ток уменьшается при уменьшении выходной частоты и выходного напряжения и равен:

I ₁ ≈ μ I ₁ cos φ ₂₁/ η,

где η – КПД ПЧ.

Основные достоинства ПЧ с АИН:

– широкий диапазон выходных частот (от 0 до 1000 Гц и более);

– возможность формирования необходимой кривой тока (обычно синусоидальной);

– простота силовой схемы ПЧ.

Продолжение прил. 7

 

Недостатки ПЧ с АИН:

– нереверсивность при выполнении по основной схеме;

– большая скорость изменения напряжения на обмотке двигателя.

а ааааааа

б б

Рис. П7.12. Процесс торможения в ЭП, выполненном
на основе ПЧ с АИН: а – включение тормозного резистора в ПЧ с АИН;
б – входное напряжение АИН при релейном управлении
тормозным резистором

Двухзвенный ПЧ с автономным инвертором тока состоит из управляемого выпрямителя (УВ), автономного инвертора тока (АИТ), сглаживающего реактора L и конденсаторов С, являющихся источником реактивной энергии для двигателя (рис. П7.13). В качестве силовых ключей в АИТ используются тиристоры: однооперационные или запираемые.
В первом случае конденсаторы одновременно являются коммутирующими элементами (рис. П7.14). Здесь тиристорная группа T1–Т6 – рабочая, тиристорная группа T7–Т12 – коммутирующая. В АИТ, выполненном на запираемых тиристорах, конденсаторы включены на его выходе (рис. П7.15).

Продолжение прил. 7

Рис. П7.13. Двухзвенный ПЧ с АИТ

Рис. П7.14. Автономный инвертор тока, выполненный на тиристорах

Рис. П7.15. Автономный инвертор тока, выполненный
на запираемых тиристорах

В АИТ используется междуфазовая коммутация, при которой одновременно открыты два тиристора: один в анодной группе и один в катодной. Время открытого состояния каждого тиристора равно Т2 /3= 1/3 f2. При такой коммутации токи в АИТ соответствуют токам, показанным на рис. П7.16: входной ток при постоянном задании (I_2У =const) – постоянный (I_d =const), выходной ток представляет собой импульсы практически прямоугольной формы, амплитуда которых всегда равна входному току I_2м = I_d. Управляемый выпрямитель в ПЧ с АИТ работает в режиме быстродействующего регулируемого источника тока, от управляющего напряжения которого зависит ток I_d.

Продолжение прил. 7

 

Форма тока па выходе АИТ не зависит от частоты f₂, поэтому его гармонический состав, если пренебречь коммутационными интервалами, можно определить по уравнению

i ₂ = 1,11 I _d (sin ω ₂ t – 0,2 sin5 ω ₂ t + 0,14 sin7 ω ₂ t –…),

где ω ₂ = 2 π f ₂.

Наличие в токе гармоник низкочастотной части спектра вызывает пульсации момента двигателя с частотой 6 f₂ и на низких частотах колебания скорости. Гармонический состав тока улучшается при увеличении длительности коммутационных интервалов, что достигается путем увеличения емкости коммутирующих конденсаторов или конденсаторов на выходе АИТ. Одновременно это уменьшает амплитуду коммутационных импульсов напряжения на обмотке двигателя и на элементах АИТ, но приводит к ограничению выходной частоты по верхнему пределу (обычно f_2max < 100 Гц) и к ухудшению массогабаритных и стоимостных показателей ПЧ.

Рис. П7.16. Токи на входе и выходе АИТ

Аппаратная симметричность ПЧ с АИТ по отношению к промежуточному контуру постоянного тока (реактору L)обеспечивает его полную реверсивность. При работе двигателя в первом или третьем квадрантах электромеханической характеристики (двигательный режим) полярность напряжения U_d соответствует показанной на рис. П7.14 и П7.15 без скобок (УВ работает в режиме выпрямления, АИТ – в режиме инвертирования). Если двигатель работает в генераторном режиме (второй или четвертый квадранты электромеханической характеристики), то система управления переводит УВ в инверторный режим (α > π /2), а АИТ – в выпрямительный, и напряжение U_d меняет полярность (показана в скобках на рис. П7.14 и П7.15). Изменение полярности напряжения U_d при неизменном направлении тока I_d обеспечивает передачу энергии в питающую сеть. Реактор L обеспечивает режим непрерывного тока, поэтому в ПЧ
с АИТ I₁ ≈ I₂, т.е. входной ток зависит только от выходного тока.

Продолжение прил. 7

 

Коэффициент мощности ПЧ с АИТ определяется в основном углом регулирования УВ и меняется в широких пределах.

Преобразователь частоты с АИТ является практически идеальным источником переменного тока с регулируемыми амплитудой и частотой, что делает невозможной работу его в разомкнутой системе ЭП, но обеспечивает возможность прямого управления током двигателя и упрощает синтез частотно-токовых систем управления. Так как момент коммутации тока определен системой управления, т.е. АИТ задает не только частоту, но и фазу выходного тока, ПЧ с АИТ удобны для синтеза векторных систем управления.

Основные достоинства ПЧ с АИТ:

– полная реверсивность;

– достаточно близкая к синусоидальной форма выходного напряжения;

– устойчивость к аварийным режимам двигателя.

Недостатки ПЧ с АИТ:

– ограниченность диапазона регулирования частоты;

– невозможность работы в режиме холостого хода преобразователя;

– значительные масса, габаритные размеры и стоимость пассивных элементов (реактора и конденсаторов).