Яцу.парплл ' (Явх.поел,.,; (| Я|/?ф). (7.29)В ЧаСТНОСТИ, При RHx.,mr ,ед

Время спада, исчисляемое как интервал времени от момента окончания импульса до момента, когда напряжение U_ (/) достигает значения 0,1 U (т),

Л -2,ЗС(Я||Ло6р).

(7.37)

Обычно /_С11 >/_у и сопротивление нагрузки рассчитывают по допустимом)' времени спада при выбранной

I и

емкости С. Последняя должна удовлетворять условию достаточности с точки зрения коэффициента передачи (т_р» Т_ш или хотя бы т_р да да (2 -г-З) Г», С»С_Д).

2. Пиковый детектор. Пиковый детектор представляет собой по существу обычный детектор, обладающий настолько большой постоянной времени разрядки нагрузочного конденсатора, что между импульсами напряжение на нем мало изменяется и остается примерно пропорциональным амплитуде последнего импульса (рис. 7.13). С этой точки зрения обычный детектор с постоянной времени т_р ^ Т_ш является пиковым при непрерывном сигнале. Когда же роль несущего колебания выполняет импульсная последовательность с периодом повторения импульсов Т, для сохранения «пиковости» детектора необходимо выполнить условие т_р > Т. Если, как это чаще всего бывает, т_р > 10 Т, спад напряжения на нагрузке между импульсами не будет превышать 10 %.

Сообщение с помощью импульсной последовательности может быть достаточно точно передано при выполнении условия Г_а > Т.

Tge —в ^nq/SR. (7.

Понятие входного сопротивлег имеет смысл только при действии с нала на входе детектора и, следо тельно, выражение для Я_вх сохра: ется таким же, как и при непрер] ном сигнале:

(7.

Таким образом, в данном слу достаточно увеличить в q раз соп тивление нагрузки детектора, чтс восстановить все его качественные казатели при переходе от непрер! ного сигнала к импульсному.

При необходимости неискажена воспроизведения огибающей импул ной последовательности должны 6i выполнены обычные условия:

^_вт_Р < У(1 — m²)/m, R_aIR- > 3. Детектор видеоимпульсов. Рс

несущего колебания здесь выполн последовательность видеоимпульс Амплитуда видеоимпульсов изме: ется в соответствии с законом моду, ции (рис. 7.14). Задача детектора выделить огибающую видеоимпул ной последовательности. Очевид должны выполняться уело!

шинстве случаев амплитуда видеоимпульсов весьма велика и используется диодный детектор, обладающий наибольшей перегрузочной способностью.

Могут применяться последовательная и параллельная схемы. Параллельная схема предпочтительнее, когда импульсы снимаются с выхода видеоусилителя и требуется изоляция диода от высокого напряжения источника питания.

При изучении переходных процессов каскад видеоусилителя и детектор необходимо рассматривать как

одно целое, поскольку спектры входного и выходного процессов перекрываются и нельзя ограничиться учетом реакции детектора на усилитель через изменяющееся значение величины

Схема последовательного детектора видеоимпульсов изображена на рис. 7.15. В ней предшествующий усилительный каскад заменен, источником — генератором ЭДС £„ с внутренним сопротивлением /?_и, а паразитные, шунтирующие вход детектора емкости отброшены как несущественные.

Формирование выходного напряжения urc иллюстрируется рис. 7.14. За время существования входного импульса нагрузочный конденсатор С заряжается с постоянной времени т, - [(/?„ + R_t) \\R]C да да(/?„ 4- R_t)C. Если т₃ < (1/Зч-1/5)т, то конденсатор успевает зарядиться практически до амплитудного значения импульса.

В промежутках между импульсами конденсатор разряжается с постоянной времени т_р = [R\\(R_U -f + ^обр)1 С да RC. Если выполняется условие т_р > (Т — т) да Т, то потеря напряжения между импульсами будет очень незначительной. Таким образом, детектор видеоимпульсов при выполнении указанных условий является пиковым детектором с коэффициентом передачи, близким к единице.

Схема параллельного детектора видеоимпульсов изображена на рис. 7.16. Здесь за время действия импульса конденсатор С заряжается с постоянной времени т₃ = [/?„+ + (/?Я||Я_Ф)]С да (Л_и + R) С. Разрядка конденсатора между импульсами происходит с постоянной времени

т_Р = IR» +'(Я||/?оер11Яф)]С.

В любой момент времени напряжение на нагрузке ur — и_вх — ис, где и_с — напряжение на конденсаторе С, изменяющееся так, как показано на рис. 7.14 (urc)- Следовательно, форма напряжения на нагрузке R будет такой, как на рис. 7.17 (и_нх — ис)- Это напряжение содержит постоянную

составляющую, которая может быть выделена после дополнительной фильтрации в фильтре нижних частот /?фСф с постоянной времени Та > РкфСф 3> Т. При выполнении условий т₃ < -f-"f) ^т ' ^тр ^ ^{Т К0Э}Ф" фициент передачи детектора получается очень близким к единице.

§ 7.3. Ограничители амплитуды

Ограничитель амплитуды состоит из безынерционного нелинейного элемента, являющегося ограничителем мгновенных значений, и резонансного фильтра, выделяющего спектральную зону выходного процесса в области центральной частоты входного сигнала.

В ограничителе амплитуды практически не происходит изменения формы высокочастотного заполнения входного амплитудно-частотно модулированного квазигармонического колебания. В идеальном случае оно превращается в частотно-модулированное колебание с сохранением закона частотной модуляции и устранением амплитудной модуляции.

Типичный вид амплитудной характеристики ограничителя амплитуды (OA) приведен на рис. 7.18. По достижении амплитудой входного напряжения порогового уровня е7_вх._п коэффициент передачи OA резко падает. При изменении входного напряжения в широких пределах еУ_вх._п — U_{ax т} амплитуда выходного напряжения изменяется в сравнительно узких пределах (7_ВЫХ.₀ — U_{wt т}. Качество работы OA можно характеризовать коэффициентом ограничения

(7.41)

где ДеУ_вх — изменение амплитуды входного напряжения, вызвавшее изменение амплитуды выходного напряжения ДсУ_вых.

При амплитудно-модулированном входном сигнале иод А",,_г часто пони-

мают отношение глуоин модуляции н входе и выходе, т. е.

(7.45

Как видно из (7.41), улучшить кг чество ограничения можно снижение] порога ограничения е7_ВХ[1 или уве личением коэффициента усилени OA при £/_вх < с7_вх._п, т. е. увеличе нием и_пых.„. Отсюда же следует во; можность увеличения коэффициент ограничения К₀г за счет каскадног соединения нескольких OA. Легк видеть, что при этом

К иг - Л lA 0Г2, 'Kg? If

ал;-.

Порог ограничения с7_ВХЛ1 явл! ется одним из основных качественны показателей OA, так как определяв его работоспособность при малых aiv плитудах сигнала. Важным качествег ным показателем OA является такж его входное сопротивление, опреде ляемое так же, как и для амплитуд ного детектора.

Для создания OA обычно испол! зуют эффекты насыщения и отсечк тока в транзисторах, а также шунтг рующее действие диодов, внутренне сопротивление которых зависит с амплитуды приложенного напряжс ния [25].

Транзисторные ограничители амг литуды. Схема простейшего транз(сторного OA не отличается от схем обычного резонансного усилител (рис. 7.19). Однако для придани транзистору более четко выражении нелинейных свойств напряжение н коллекторе снижено по сравнению нормальным рабочим значением. Нг пряжение на базе также меньше ног

II

мального. Сопротивление термостабилизации отсутствует, так как, создавая обратную связь по постоянному току, оно перемещает рабочую точку при изменении амплитуды входного сигнала и препятствует созданию перегрузочного режима транзистора. Потенциал базы должен быть жестко

фиксирован пропусканием значительного тока через базовый делитель

^61^62-

Работа ограничителя иллюстрируется рис. 7.20. Здесь / — нагрузочная характеристика по постоянному току, проведенная под углом cxj =9 = arctg О/Яф); 2 — нагрузочная характеристика по переменному току, проведенная под углом а₂ = arctg X х(1/#эк)> где R₃k — эквивалентное резонансное сопротивление нагрузочного контура.

Если амплитуда входного напряжения такова, что превышается размах, ограниченный стрелками на характеристике 2 (U_BX > U₆₂), то начинается отсечка коллекторного тока снизу и насыщение сверху. Форма тока i_K показана на рис. 7.20 пунктиром. При увеличении амплитуды входного напряжения углы отсечки и насыщения увеличиваются, а амплитуда первой гармоники коллекторного тока стремится к величине /,<, = 2//л, где / — размах импульсов коллекторного тока.

Зависимость амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного напряжения при этом имеет вид, как на рис. 7.18.

Пороги ограничения для транзисторного OA обычно имеют порядок десятых долей вольта. Используя схему дифференциального усилителя, характерную для современных микроэлектронных аналоговых узлов, можно построить OA, в котором ограничение тока происходит только за счет отсечки. Схема подобного OA приведена на рис. 7.21. Входной транзистор включен по схеме ОК., а его нагрузкой является токостабилизирую-щий транзистор Т₃ с резистором обратной связи R. При увеличении отрицательного напряжения на базе транзистора 7\ его коллекторный ток (ij) уменьшается, а коллекторный ток транзистора Т₂ (i₂) увеличивается. Транзистор Т₂ включен по схеме ОБ — потенциал базы фиксирован низкоомным делителем напряжения, а управляющее напряжение подается в цепь эмиттера с полного нагрузоч-

ного сопротивления транзистора Тг (Т₃ и R).

и /7cos[w₀r^<p(r)-r-cp_Ha4l (7.4

w₀t — линейно нарастающая фаз Ф (/) — детерминированная или сл чайная функция, отображающая пр цесс фазовой модуляции или действ помех; ф_нач — начальная фаза, т. фаза при t = 0, ц> (t) = 0.

Выделение информации, содерж щейся в составляющей ф (t), требу знания остальных составляющих учета их при проектировании и нас ройке реальных устройств, осущест ляющих детектирование фазомодул рованных (ФМ) колебаний.

В фазовых детекторах для компе сации фазы со₀^ используется сп циально генерируемое гармоническ опорное колебание с частотой, равн< центральной частоте сигнала, иен чальной фазой, обеспечивающей н илучшие условия выделения информ ционной составляющей ф (г). Эта н чальная фаза может быть различной конкретных применениях.

Выражения детекторных характ ристик для различных фазовых дете торов зависят от многих параметров амплитуд сигнального и опорного н пряжений, характеристик использу мых нелинейных или параметрическ! элементов, способа введения опорн го напряжения и схемы фазового л тектора. По последним двум призн кам различают фазовые детектор векторомерного и коммутационно типов. Рассмотрим эти разновидн сти фазовых детекторов.

Фазовые детекторы векторомерн го типа. В детекторах этого типа обр зуется векторная сумма опорного сигнального напряжений. Результ рующее напряжение, амплитуда кот рого зависит от фазового сдвига меж, опорным и сигнальным напряжени ми, подвергается амплитудному дете тированию, в результате чего выл ляется (с некоторыми искажениям информационная составляющая фа; сигнала, если опорное напряжение о ладает достаточной фазовой (а след вательно, и частотной) стабильность!

Положим, что начальная фаза опорного напряжения равна нулю, а фаза сигнала отсчитываемая от фазы опорного напряжения, — <р_с. Тогда можно записать:

(7.45)

Пусть выполняются условия, при которых амплитудный детектор всегда остается линейным и безынерцион-

ным (U_e С/о) с коэффициентом передачи К- - Ка -• К_я. При этом

U- = К_яУ U₀+U_e+2U₀U_ccos<f_c

-K_aU_oy И -gj -H 2^05 ^.(7.46)

Как видим, детекторная характеристика зависит от соотношения UJU₀. Примерный вид ее изображен на рис. 7.28 (с сохранением постоянной составляющей за счет детектирования опорного напряжения). В окрестности углов ф_с = я/2 и ф_с = =- Зл/2 на ней можно выделить относительно прямолинейные участки, пригодные для детектирования ФМ-сигналов. Детекторная характеристика фазового детектора периодична с периодом 2л.

Простейший однотактный векторо-мерный фазовый детектор не отличается высокими качественными показателями — крутизной, линейностью детекторной характеристики. Практически применяют балансные фазовые детекторы, по схеме и принципу действия аналогичные балансным преобразователям частоты. На рис. 7.29 изображена схема балансного фазового векторомерного детектора с диодными детекторами в каждом плече. Диоды Д_д и Д₂ амплитудных детекторов включены однополярно, а нагрузки — встречно. Выходное напряжение £/_ образуется как разность напряжений, создаваемых каждым из амплитудных детекторов. Напряжение сигнала приложено к диодам про-тивофазно, а опорное — синфазно. Напряжения на диодах Д, и Д₂ равны:

(7.47;

Векторные соотношения (7.47) иллюстрируются векторными диаграммами рис. 7.30 для разных углов ф_с. Как видно, при ф_с — л/2 11 О, при ф_с <z я/2 U- \> 0, при ф_с >> > л/2 U_ < 0 (при данном включении диодов и отсчете U сверху вниз).

Результирующая детекторная характеристика балансного фазового детектора изображена на рис. 7.31. Важным свойством этой характеристики является то, что она проходит через нуль при ф_с = л/2 (Зя/2), что необходимо для применения фазового детектора в автоматических регуляторах частоты и фазы. Линейные участки этой характеристики в районе углов ф_с = л/2 (Зя/2) более протяженны, чем у однотактного детектора, а крутизна выше. Найдем аналитически выходное напряжение балансного ФД при прежних предположениях и полной симметрии схемы:

Это довольно сложная функция фазового угла ф_с и амплитуд сигнального и опорного напряжений.

Если U₀U_D/(Ul + c/*/4) cos ф_с «С 1, то, разлагая слагаемые в скобках в ряды (Vl ± а да 1 ± а/2) с учетом только первых двух членов разложения, можно получить

^т- е. детекторная характеристика в окрестности углов ф_с Щ л/2 (Зя/2) имеет вид косинусоиды.

Если дополнительно \U_r \ |с7₀|, то •

^- = /C_et7_ccos <i,.,

(7.49)

Рис. 7.31

Легко видеть, что при выполнен неравенства \U__C\ > |i/₀| детекторн характеристика ФД описывается в ражением

U.. =/ч_д(_/₀со*ф_с. (7.49

При этом отпадает надобность амплитудном ограничителе в кана сигнала.

При равенстве амплитуд сигнал ного и опорного напряжений на ка; дом из диодов, т. е. при \U₀\ = \UJ' получаем

(7.5

В этом случае детекторная хара теристика оказывается наиболее л нейной на интервалах 0 — л и я — 2л (пунктир на рис. 7.31). В точк; ф_с = я, 2я и т. д. она претерпева разрывы (точки излома).

В общем случае крутизна детекто ной характеристики

Амплитудные детекторы на ди дах Д, и Д_г к вторичной обмотке си нального трансформатора подключ ны не полностью. Их входные сопр тивления шунтируют половины вт

У'

ричной обмотки трансформатора с коэффициентом трансформации n_v Поэтому полное входное сопротивление по отношению к источнику сигнала

^вх-с — ^BXl +Я _Вх2- (7. 54)

В частности, для линейных детекторов R_BXl = #_вх2 == RI2 и R_BXC = = R. По отношению к источнику опорного напряжения амплитудные детекторы включены параллельно. Соответственно

(7. 55)

Заметим, что для амплитудных детекторов должны быть выполнены условия безынерционности RCQ_B < < У (1 — т*)/т (Q_a — верхняя частота спектра функции, модулирующей фазу сигнала), причем в случае |£/»1> > \U__C\ т да UJ(U₀2). Если \ТГ₀\ = — \U_c\/2, то условие безынерционности формально не выполняется и требуется ограничивать диапазон изменения угла ф_с.

Фазовые детекторы коммутационного типа. В рассмотренных векторо-мерных ФД свойства детектора зависят как от амплитуды опорного напряжения, так и от амплитуды сигнала. Это объясняется тем, что в состав ФД входят нелинейные элементы. Однако в случае |t/_₀| > |<7_С| и при наличии линейных амплитудных детекторов фактически они работают как коммутационные детекторы, так как при этом опорное напряжение скачком изменяет параметр (проводи-

мость) диодов. В общем случае для коммутационных ФД подобное изменение параметра цепи является характерным признаком, а векторное сложение сигнального и опорного напряжений не обязательно, т. е. они могут действовать в различных точках схемы ФД. При этом ФД подобен преобразователю частоты, в котором сигнальное и гетеродинное напряжения прикладываются к различным электродам преобразовательного элемента (или к различным активным приборам, образующим сложный преобразовательный элемент). Различия между векторомерными и коммутационными ФД проявляются только при воздействии сложных сигналов, так как они обладают различными нелинейными свойствами.

Схема коммутационного ФД приведена на рис. 7. 32. В состав ФД входят два коммутируемых элемента (ключа) Ki и К₂, включенных таким образом, что опорное напряжение подается на них синфазно и не вызывает появления напряжения на выходе ФД.

Роль ключей могут играть полевые или биполярные транзисторы, а роль источника питания — источник опорного напряжения, который при этом должен обладать необходимой мощностью. Опорное напряжение может выполнять роль управляющего напряжения и подаваться на бестоковый (или малотоковый) электрод коммутируемого элемента (например, второй затвор полевого транзистора). Обычно и₀ представляет собой квадратную волну напряжения, сформированную из синусоиды частоты w₀ путем двустороннего ограничения.

Напряжение сигнала подводится к управляющим электродам коммутируемых элементов противофазно, изменяя токи, которые проходят через них в открытом состоянии, в противоположные стороны. При этом в зависимости от соотношения фаз опорного и сигнального напряжений будут изменяться постоянные составляющие токов и i₂ коммутируемых элементов.

В схеме рис. 7.32 применен фазо-расщепляющий входной трансформатор. Однако для этой цели может использоваться и любое другое фазорас-щепляющее устройство, например усилитель с разделенной нагрузкой, двухкаскадный усилитель с эмиттер-ной (истоковой) связью. Эти устройства особенно целесообразны для схем ФД в микроэлектронном исполнении. Работа схемы поясняется эпюрами напряжений и токов на рис.7.33, а, б. Видно, что при ф_е = 0 площадь импульсов тока i, увеличивается, а площадь импульсов тока i.₂ уменьшается, т. е. постоянная составляющая тока /, получает положительное приращение (А/-,), а постоянная составляющая тока 1_г — отрицательное приращение (— А/_₂). Выходное напряжение получает приращение д £У_ —

При фазовом сдвиге ф_с = л/2 приращения площадей импульсов то-

ка не получается. Соответственно i изменяются и постоянные составля! щие токов i"₂. При этом выходи напряжение равно нулю. При ф_с = 0 *т- л/2 имеются промежуточн! значения U_ между V_ = О и U_

U-max- ^ПР^И Фс ⁼ л/2 -г- Л КО]

мутируемые элементы К\, К2 меняю ся местами и изменяется полярное выходного напряжения.

Анализ схемы рис. 7.32 и друп схем коммутационных ФД дает сл дующее уравнение детекторной хара теристики:

(7. 5

где Л*_Фд — коэффициент переда< ФД:

(7. 5

различный для конкретных схем свойств коммутируемых элементов.

Рис. 7.34

Для рассмотренной схемы ФД при использовании транзисторов или вакуумных триодов и при условии

/Сфд да - SR, где S — крутизна лампы или транзистора; R_t — внутреннее сопротивление.

Как и преобразователь частоты, ФД можно представить в виде перемножителя, дополненного фильтром нижних частот (ФНЧ), как показано на рис. 7.34. Действительно, перемножив напряжение сигнала и_с и опорное напряжение ы₀, получим:

на выходе перемножителя

что полностью совпадает с равенством (7.56) при условии К фд. = =? KnUJ2, где К_п — коэффициент передачи перемножителя, В^-1.

Такое представление ФД является основой для реализации его на микросхемах. В качестве перемножителя находят применение микросхемы аналоговых перемножителей и балансных модуляторов, например К526ПС1,

К140МА1, а также микросхемы различных усилителей с регулируемым коэффициентом усиления (К174УР1, К174УРЗ, К526УР и др.), номенклатура и диапазон рабочих частот которых постоянно увеличиваются.

§ 7.5. Частотные детекторы

В частотных детекторах (ЧД) ЧМ-колебание преобразуется в колебание, модулированное по амплитуде, фазе или в импульсно-модулирован-ное колебание с последующим применением амплитудного, фазового или пикового детекторов. При этом для неискаженного воспроизведения модулирующей функции детекторная характеристика должна обладать достаточной линейностью в диапазоне изменения мгновенной частоты сигнала. Для частотных детекторов, используемых в системах автоподстройки частоты, необходимо, чтобы детекторная характеристика проходила через нуль на некоторой центральной частоте /₀. Фиксация этой частоты может осуществляться либо резонансными цепями, входящими в схему ЧД, либо с помощью специального высокостабильного генератора.

Рассмотрим разновидности частотных детекторов в соответствии с осуществляемыми в них видами преобразования частотной модуляции и способами фиксации центральной (переходной) частоты.

Частотные детекторы с амплитудным преобразованием частотной модуляции. Принцип действия таких ЧД основан на том, что при прохождении ЧМ-колебания через дифференцирующую цепь выходное колебание приобретает дополнительную амплитудную модуляцию, причем закон изменения амплитуды полностью повторяет закон изменения частоты. Пусть "_вх(0 - с7_вх sin \w₀t! <г(/)1. Тогда на выходе дифференцирующей цепи с коэффициентом передачи К_л„,\,