Электроприводы с асинхронными двигателями

2.4.1. Основные соотношения и способы управления асинхронным двигателем

Принципиальные вопросы работы АД. Вращающееся магнитное поле. В предыдущие десятилетия практически вся потребность в регулируемом электроприводе обеспечивалась за счет электро­привода постоянного тока. Совершенствование его характери­стик продолжается и будет продолжаться, что позволит электро­приводу постоянного тока сохранять свои позиции в будущем. В настоящее время широко развивается электропривод на базе

машин переменного тока — асинхронных короткозамкнутых двигателей (АД). Это обусловлено несколькими причинами: во-первых, простотой, невысокой стоимостью и надежностью АД; во-вторых, созданием устройств силовой электроники и сис­тем управления, способных управлять АД.

Для образования вращающегося магнитного поля на статоре двигателя располагаются обмотки фаз, число которых должно быть не менее двух. Рассмотрим этот процесс на примере трех­фазного двигателя.

На статоре расположены катушки (витки) обмоток (рис. 2.61, а) А—Х, B—Y, С— Z (буквами А, В, С обозначены начала обмоток). Если по обмотке, например фазы А, проходит переменный ток

где /_тах — амплитудное значение тока; — круговая

частота питающей сети, рад/с; /_с — частота сети, Гц, то образу­ется магнитодвижущая сила (МДС)

пульсирующая перпендикулярно к оси витка. В симметричном двигателе обмотки фаз В и С располагаются в статоре с утлом пространственного сдвига

где т = 3 — число фаз.

При симметричном питании токи 1_Ь и 1_С, проходящие по об­моткам фаз В и С, сдвинуты во времени на тот же фазовый угол, равные соответственно Мгновенные значения МДС

фаз В и С, созданных этими токами (рис. 2.61, б):

пульсируют в направлениях, перпендикулярных к осям соответ­ствующих обмоток.

Результирующий вектор МДС образуется геометрическим суммированием МДС отдельных фаз:

где К— коэффициент пропорциональности; а — вектор поворо­та. Для трехфазной обмотки К = 2/3, а = exp(J2n/3).

В этом случае амплитуда вектора МДС равна амплитуде синусоидаль­ной волны F_m, т.е. \F\= F_m.

Рис. 2.61. Образование вектора МДС трехфазного АД (а) и мгновенные значения фазных МДС (б)

Пространственное положение МДС фаз F_a, F_b, F_c и резуль­тирующего вектора F для (рис. 2.61, 6) показано на рис. 2.61, а. Нетрудно убедиться, что при изменении co_cf результирую­щий вектор F вращается в пространстве.

В общем случае симметричного Zn-полюсного аи-фазного двигателя при симметричном питании (т.е. при прохождении то­ков в обмотках, сдвинутых на 2rfm) уравнение бегущей волны МДС имеет вид

где jc — координата точки (т.е. длина дуги от обмотки), в которой

определяется значение F; х — полюсное деление:

D — внутренний диаметр статора; Z_n — число пар полюсов.

Угловая скорость перемещения волны

Частота вращения поля /₀ = 60/_с /Z_n.

Основные соотношения асинхронного двигателя. Момент АД возникает при взаимодействии токов ротора и поля статора. Ис­точником, действующим в роторной цепи, благодаря которому возникает ток, является ЭДС Ё'₂, наводимая в обмотке ротора по закону электромагнитной индукции. Здесь и далее роторные ве­личины, приведенные к обмотке статора, обозначаются штри­хом. Основные соотношения АД удобно рассматривать на основе Т-образной схемы замещения (рис. 2.62), где R_s, R'j — активные сопротивления обмоток фаз статора (s) и ротора (2) соответст­венно; Хж, Х'га — индуктивные сопротивления рассеяния фаз статора и ротора;.у — скольжение АД:

где ю — скорость вращения ротора.

Рис. 2.62. Т-образная схема замещения АД

Для нахождения тока ротора воспользуемся выражением, из­вестным из курса электрических машин:

(2.40)

где Х_к = Xsa + Х'га — индуктивное фазное сопротивление корот­кого замыкания АД.

В результате взаимодействия тока ротора и поля статора, вра­щающегося со скоростью со₀, создается электромагнитный мо­мент М_ъ. При этом электромагнитная мощность выразится отно­шением

Без учета механических потерь мощность на валу двигателя

(2.41)

(2.42)

Разность между электромагнитной мощностью (2.41) и мощ­ностью на валу двигателя (2.42) образует потери в роторе АД:

(2.43)

Соотношение (2.43) показывает, что регулирование скорости за счет изменения скольжения приводит к пропорциональному изменению потерь в роторе.

Механические характеристики АД. На основании соотноше­ния (2.43) можно найти выражение момента (в дальнейшем ин­декс «э» опускаем). В самом деле, потери — это не что иное, как

откуда с учетом (2.43) получим для трех фаз

(2.44)

Тогда, подставив (2.40) в (2.44), получим выражение момента АД, удобное для дальнейшего анализа:

(2.45)

Найдем экстремум функции (2.45) dM/ds = 0 и соответствую­щие ему значения критического момента М_к и скольжения s_K. После преобразования получим:

(2.46)

(2.47) (2.48)

где a = R_s/R'₂.

Для практических расчетов часто пренебрегают влиянием ак­тивного сопротивления статора, полагая R_s = 0. Тогда а = 0. Та­кое приближение оправданно для двигателей мощностью Р„_ом > > 10 кВт. Учитывая это в формулах (2.46)...(2.48), получим более простые формулы, удобные для расчетов:

(2.49) (2.50)

Возможности получения искусственных механических ха­рактеристик, требуемых при регулировании момента и скоро­сти АД, определяются формулой (2.45). Все способы можно разделить на две большие группы: при постоянном значении синхронной скорости соо и при переменном (частотные способы регулирования). Общей характерной чертой способов первой группы (со₀ = const) является регулирование путем изменения скольжения, а следовательно, пропорциональное увеличение потерь в роторе двигателя согласно формуле (2.43). К таким способам относятся: включение активных и индуктивных доба­вочных сопротивлений в цепь статора и ротора; изменение под­водимого напряжения.

Наиболее экономичным является регулирование путем изме­нения соо (частотное управление), которое будет подробно рас­смотрено ниже. Ступенчатое регулирование скорости может быть обеспечено изменением числа пар полюсов, при котором частота подводимого напряжения остается неизменной, а часто-

та вращения поля статора изменяется ступенчато. Существуют и другие способы регулирования координат — каскадные схемы, которые изучаются в курсе электропривода.

Из существующего многообразия способов воздействия на характеристики АД практическое применение получили лишь те из них, которые обладают хорошими показателями. Рассмотрим некоторых из этих способов более подробно.

Регулирование скорости вращения включением добавочных ре­зисторов. При включении добавочных резисторов в цепь ротора скорость идеального холостого хода щ и момент М_к остаются неизменными, а критическое скольжение (2.50) увеличивается. Искусственные характеристики отличаются повышенным зна­чением пускового момента М_п, и в пределе можно достичь М _п = Л/к. Уменьшается также пусковой ток, который может быть найден по формуле

где R'_a — добавочное сопротивление, вводимое в цепь ротора.

Жесткость характеристик со = /(/я) уменьшается по мере роста R'_a. Этот способ обеспечивает лишь ступенчатое изменение ско­рости (реостат с плавным изменением сопротивления практиче­ски не реализуется при больших токах; имеется опыт использо­вания жидкостных реостатов, но их габариты и трудности отвода теплоты резко ограничивают область промышленного примене­ния таких реостатов). Для повышения плавности регулирова­ния требуется большое число ступеней, что усложняет схему управления. На практике пусковой реостат имеет обычно 3...6 ступеней, что позволяет поддерживать высокое значение пус­кового момента. Регулирование скорости этим способом осу­ществляется в небольшом диапазоне или в кратковременном режиме из-за значительных потерь энергии и снижения КПД. Такой способ нашел применение в подъемно-транспортных ме­ханизмах.

2.4.2. Регулирование скорости вращения асинхронных двигателей путем изменения напряжения

Регулирование скорости вращения АД путем изменения на­пряжения реализуется применением относительно простых тех­нических средств. С этой целью между сетью переменного тока со стандартным напряжением U_c = const (рис. 2.63) устанавлива­ется регулятор напряжения (РН), напряжение на выходе которого U_s = var регулируется путем подачи некоторого сигнала управле­ния U_y. В качестве РН могут быть использованы различные устройства — магнитные усилители, автотрансформаторы, тири-сторные регуляторы напряжения (ТРН). Последние получили в настоящее время наибольшее распространение из-за массогаба-ритных показателей и высокого КПД.

Рис. 2.63. Функциональная схема электропривода с АД и регулятором напряжения

Существуют симметричные и несимметричные ТРН. При симметричном ТРН в каждой фазе АД (рис. 2.64, а) устанав­ливается пара встречно-параллельно включенных тиристоров (VS1...S6) или один симмистор, управляемые от СИФУ. Здесь используется такой же принцип управления, который применя­ется в вентильном приводе постоянного тока, а именно: измене­ние момента отпирания тиристоров относительно нулевой точ­ки. При а = 0 (рис. 2.64, б) тиристоры полностью открыты и к АД прикладывается напряжение сети. При а = ai > 0 к АД прикла­дывается напряжение U_s, состоящее из участков синусоиды по­ложительной и отрицательной полярности. Упрощенная форма такого напряжения приведена на рис. 2.64, б, там же показано

напряжение первой гармоники этого напряжения U\. Существу­ют иные схемы ТРН при симметричном управлении и соедине­нии нагрузки в треугольник (рис. 2.65, а).

 

Рис. 2.64. Схема тиристорного регулятора напряжения (а) и форма напряжения на статоре АД при различных значениях угла регулирования (б, в)

При несимметричных ТРН пара тиристоров включается в одну или две фазы (рис. 2.65, б); вместо одного тиристора пары может использоваться диод.

Несимметричное управление требует меньшего количества ти­ристоров, но в большей мере искажает синусоиду. Несинусоидаль­ное напряжение U_s вида, показанного на рис. 2.64, в, создает до­полнительные трудности (повышенные тепловые и магнитные потери, а также пульсации момента двигателя, что является следст­вием токов высших гармоник). Эти факторы, как правило, учиты­ваются приближенно; все расчеты при пониженном напряжении проводятся лишь по первой гармонике. Снижение напряжения с помощью ТРН приводит, согласно (2.49), к уменьшению крити­ческого момента М_к, который пропорционален его квадрату. Ско­рость идеального холостого хода ю₀ = 2тс/_с /Z_n остается неиз­менной. Критическое скольжение s_K (2.48) также не зависит от

Рис. 2.65. Схемы тиристорных регуляторов напряжения:

а — при симметричном управлении и соединении обмоток в треугольник;

б — при несимметричном управлении

напряжения. Искусственные механические характеристики, при­веденные на рис. 2.66, показывают, что при постоянстве момента нагрузки М_сХ = const и нормальных значениях s_K = 0,1...0,2, харак^ терньгх для электродвигателей общепромышленного применения, диапазон регулирования невелик (отношение скоростей в точках 1 и 2). Следует учитывать другое ограничение — энергетическое, со­гласно которому растут потери в роторе двигателя. Номинальные потери

Приравняв их к текущим потерям _._ „, можно по­лучить границу допустимой по нагреву области искусственных характеоистик в ппололжитепьнпм пежнмс

Как следует из рис. 2. 66, эта область, ограниченная штриховой линией M_ei, невелика, что сужает применение рассматриваемого

Рис. 2.66. Механические характеристики АД при регулировании напряжением

способа регулирования на практике при M_cl = const. Однако есть механизмы, которые имеют зависимость M_c2{s), схожую с грани­цей области, допустимой по нагреву. К таким механизмам отно­сятся вентиляторы, для которых целесообразно применение электропривода с ТРН. Уменьшение потерь в роторе двигателя (но не в приводе в целом!) может быть получено применением ТРН, питающего АД с фазным ротором при включенных в цепь ротора сопротивлениях К_л. Это увеличивает значение s_K, и диа­пазон регулирования увеличивается (точки 3 и 4), особенно для механизмов с вентиляторной нагрузкой (точки 5 и б), что пока­зано на рис. 2.66. Как отмечалось, характеристики при понижен­ном напряжений f/_d (см. рис. 2.66), имеют низкую жесткость. По этой причине возможные колебания момента нагрузки М_с1, час­то имеющие место на практике, приводят к резким изменениям скорости, что в большинстве случаев недопустимо. Рассмотрим это на примере механических характеристик (рис. 2.67), полу­ченных при различных значениях угла регулирования а. При на­грузке Л/_с1 рабочая точка электропривода отмечена цифрой / (угол регулирования а₂). Положим, что момент нагрузки увели­чился до М_С2. При неизменном значении а = а2 = const функционирование электропривода невозможно и двигатель остановится, поскольку М_с2 > Л/к при данном угле регулирования. В то же вре­мя уменьшение угла до значения си позволит сохранить электро­привод в работоспособном состоянии; при этом скорость враще­ния соответствует со₂ благодаря увеличению момента двигателя.

Рис. 2.67. Механические характеристики АД с регулятором напряжения в замкнутой системе

Приведенный пример показывает необходимость регулирова­ния угла а при изменении момента М _с нагрузки. Такое регулиро­вание трудно осуществить оператору, наблюдающему за работой установки. Гораздо эффективнее с этой задачей справится зам­кнутая по скорости система автоматизированного электропривода, принципиальная схема которой приведена на рис. 2. 68, а. Управ­ляющие электроды тиристоров VS1...VS6 ТРН подсоединены к выходам СИФУ, задачей которой является сдвиг управляющих импульсов в зависимости от величины управляющих сигналов U_y и их распределение по тиристорам. Сигнал управления

Рис. 2.68. Функциональная схема замкнутой системы электропривода с АД и ТРН (а) и включение тиристоров для реверсивного управления (б)

(2.51)

где U₃ — напряжение задания; К_ос — коэффициент пропорцио­нальности в цепи обратной связи по скорости; К_РС — коэффици­ент усиления промежуточного усилителя (регулятора скорости).

Задающее напряжение U₃ снимается с потенциометра RP1. Согласно выражению (2.51), всякое изменение скорости АД, на­пример при изменении нагрузки, вызывает изменение U_y (при U₃ = const), угол а также изменяется, и АД переходит на работу на другой характеристике. Совокупность точек на линии 1-2 обра­зует искусственную механическую характеристику (см. рис. 2.67), жесткость которой определяется коэффициентом К_РС- Искусст­венные характеристики (см. рис. 2.67) при различных значениях напряжения задания U₃\...U^ имеют относительно высокие же­сткость и перегрузочную способность и позволяют получать дос­таточно большой диапазон регулирования скорости.

Помимо регулирования скорости АД включение еще двух пар тиристоров, как показано на рис. 2.68, б, позволяет осуществлять реверс двигателя. Приведенная схема аналогична контакторному управлению, когда один контакт заменяется парой встречно-па­раллельно соединенных тиристоров.

Используя тиристоры ТРН, можно обеспечить динамическое торможение АД подачей постоянного (импульсного) тока. При­ведем несколько вариантов схем включения (рис. 2.68, б): отпира­ются тиристоры VS2, VS3 и VS5 в схеме нереверсивнопхуправления; тиристоры VS1, VS4, VS8 и VS9 образуют двухполупериодную схему выпрямления, и обмотки двух фаз соединяются последова­тельно. Силу выпрямленного тока (среднее значение) можно ре­гулировать с помощью угла а.

Приведенные схемы ТРН показывают возможность пуска АД с плавным регулированием напряжения, реверса, торможения, скорости в диапазоне до десяти достаточно простыми средства­ми. К достоинствам данного метода управления следует отнести также его простоту, надежность и удобство управления. Вместе с тем такая система электропривода имеет и серьезный недоста­ток, заключающийся в больших потерях энергии при снижении скорости, что уменьшает КПД электропривода в целом. Этот не­достаток не является существенным, если работа на пониженной

скорости непродолжительна (например, при останове электро­привода). Второй серьезный недостаток — искажение напряже­ния и появление токов высших гармоник в питающей сети, что может негативно отразиться на других потребителях.

2.4.3. Импульсное регулирование скорости асинхронного двигателя

Импульсное регулирование скорости АД стало возможным благодаря совершенствованию характеристик силовых полупро­водниковых приборов, главным образом тиристоров. Его суть за­ключается в дискретном (импульсном) изменении параметров АД или питающей сети, при котором возникают периодические колебания момента АД. В установившемся режиме среднее зна­чение момента двигателя равно статическому моменту.

При импульсном регулировании в цепи статора может быть использована схема с ТРИ, приведенная на рис. 2.64. Однако ре­жим работы тиристоров здесь предполагается иным: они должны открываться и запираться все одновременно. Это возможно лишь в том случае, если время включенного (выключенного) со­стояния превышает период напряжения питающей сети. Такой способ отличается крайне низкими энергетическими показате­лями и тяжелыми условиями работы тиристоров и поэтому не нашел применения в промышленности.

Чаще всего импульсное регулирование применяется в элек­троприводах с АД с фазным ротором при регулировании в цепи ротора. С этой целью может быть использована схема (рис. 2.69), которая позволяет либо включить R_ao6 в цепь ротора, либо замк­нуть ротор накоротко. В приведенной схеме для этой цели ис­пользуются симмисторы VS1, VS2. При достаточно большой час­тоте коммутации симмисторов /_ком можно считать, что в цепь ротора включено некоторое добавочное эквивалентное сопро­тивление Лэкв, значение которого изменяется от нуля до R_a06, при изменении скважности включения симмисторов т = /_В|СЛ /Т_о от 1 до 0. Здесь?_вкл — длительность замкнутого состояния сим­мисторов;— период коммутации. В этом случае

•Яэкв = Л_дод (1 - Т).

Рис. 2.69. Схема импульсного регулятора скорости АД на симмисторах в цепи ротора

Частота коммутации /_ком в приведенной схеме не может пре­вышать частоту тока в роторе. С учетом низкой частоты тока в роторе, особенно вблизи номинальных значений параметров, такое управление приводит к большим пульсациям момента. Кроме того, включаться симмисторы могут только в момент пе­рехода напряжения через нуль, т.е. с довольно низкой частотой. По этим причинам большее применение нашла схема, приведен­ная на рис. 2.70, а, где резистор R_ao6 и дроссель Ь_й включаются в цепь выпрямленного тока ротора, полученного с помощью вы­прямителя на диодах VD1...VD6. Шунтирование резистора осу­ществляется тиристорным коммутатором ТК, состоящим из основного тиристора VS1, коммутирующего тиристора VS2, ком­мутирующих конденсатора С_ком и дросселя Lk_0M и диода VD7.

Для повышения жесткости механических характеристик и увеличения диапазона регулирования применяется замкнутая система, в которой управление тиристорами VS1 и VS2 осущест­вляется в функции выпрямленного тока ротора /_d и скорости двигателя. Указанные сигналы поступают в суммирующее уст­ройство СУ; для управления тиристорами служит релейный эле­мент РЭ. Датчиком тока является шунт RS. При запертых тири­сторах VS1 и VS2 и включении двигателя в цепь ротора включено сопротивление R_aO6 и выпрямленный ток /_d нарастает по экспо-

ненте (из-за влияния индуктивности сглаживающего дросселя L_d) до значения /_d] (рис. 2.70, б). Для нормального функциони­рования коммутатора предварительно должна быть подготовлена коммутирующая цепь. С этой целью при включении АД отпира­ется тиристор VS2 и конденсатор С_ком заряжается от выпрямите­ля В по цепи В⁺ - L_d - Ском - VS2 - RS - В"; в конце заряда имеет место положительный потенциал на верхней обкладке (рис. 2.70, а). Процесс заряда не оказывает влияния на работу АД из-за его кратковременности. При отпирании VS1 управляющим импуль­сом Ui от РЭ ток /_d в роторной цепи ограничивается лишь со­противлением обмотки ротора, сопротивлением дросселя R_№ и шунта R_m, что может привести к его нарастанию по экспонен­те до некоторого значения z_d0. Одновременно с отпиранием VS1 происходит разряд коммутирующего конденсатора С_кон - VS1 --VD7-L_K0M -Ckom- Параметры этой цепи подбираются таким образом, что разряд имеет колебательный характер, в результате чего конденсатор С_КОм приобретает «+» на нижней обкладке (по­казано справа на рис. 2.70, а). На этом колебательный процесс заканчивается благодаря запирающим свойствам диода VD7 при запертом тиристоре VS2.

При достижении током ротора значения /_d2 (рис. 2.70, б), что контролируется шунтом RS, релейный элемент вырабатывает импульс на VS2, который открывается, и положительный заряд конденсатора С_ком прикладывается к катоду тиристора VS1, ко­торый запирается. Начинается процесс перезаряда конденсора С_ком по той же цепи В⁺ - L_d - С_ко„ - VS2 - RS - В", в результате чего на верхней обкладке С_ком вновь появляется «+», а тиристор VS2 запирается. В этом процессе в течение некоторого времени положительный потенциал прикладывается к катоду VS1, обес­печивая тем самым восстановление его запирающих свойств (20...80 мкс в зависимости от типа тиристора). Запирание тири­стора VS1 означает, что в цепь ротора вновь вводится сопротив­ление К_по6 и ток уменьшается по экспоненте до значения /_d3, при котором РЭ снова подает импульс щ на VS1. Управляющие им­пульсы щ и и₂, подаваемые на тиристоры VS1 и VS2 соответст­венно, показаны на рис. 2.70, б. Далее работа схемы повторяется. Эквивалентное сопротивление роторной цепи зависит от скваж­ности т.. Регулируя скважность т изменением момента подачи

Рис. 2.70. Импульсное регулирование в цепи ротора АД:

а — электрическая схема; б — временные диаграммы работы регулятора;

в — механические характеристики в замкнутой системе

импульса на VS2, можно регулировать среднее значение тока /_{d cp} ротора, а следовательно, и его момента. Механические характе­ристики такого электропривода (рис. 2.70, в) располагаются в зоне, ограниченной значениями т = 1 и т = 0.

Значение эквивалентного добавочного сопротивления Л_ДОб. экв находится следующим образом:

где R_№, R_m — активное сопротивление соответственно сглажи­вающего дросселя Z_d и шунта RS.

Получим выражение для полного приведенного активного сопротивления ротора:

где K_w — коэффициент трансформации двигателя; R₂ — актив­ное сопротивление фазы обмотки ротора.

Для получения жестких характеристик 1, 2, 3 (рис. 2.70, в) применяется обратная связь по скорости. В этом случае сигнал Uoc суммируется с сигналом по току, вызывая изменение грани­цы срабатывания РЭ. Например, увеличение скорости вызывает срабатывание РЭ при меньшем токе в якорной цепи.

При продолжительном включении VS1 конденсатор С_ком мо­жет не сохранить достаточный для коммутации заряд. Решением является использование дополнительного источника U₃ap и дио­да VD8 для поддержания напряжения на С_ком на нужном уровне.

Основная область применения рассмотренного электропри­вода — механизмы подъема, передвижения и поворота крановых установок.

2.4.4. Частотное регулирование скорости асинхронного двигателя

Частотное регулирование скорости АД является наиболее эко­номичным и поэтому рассматривается как основной и наиболее перспективный способ. Его суть заключается в регулировании синхронной скорости за счет изменения частоты питания статора

АД. Экономичность частотного регулирования скорости объясня­ется тем, что при регулировании частоты не происходит увеличе­ния скольжения, как, например, при реостатном регулировании.

Полное использование электрической машины, в том числе АД, имеет место, если она работает с номинальным магнитным по­током. В свою очередь номинальный поток определяется геомет­рическими размерами и физическими свойствами магнитной цепи. Магнитный поток Ф двигателя создается током намагничивающе­го контура /₀ (см. рис. 2.62), который пропорционален ЭДС &:

(2.52)

где /_s — частота напряжения статора; W_s — число витков обмот­ки; Ков — обмоточный коэффициент.

Обозначив в формуле (2.52) К_е = 4,440^06, запишем:

откуда вытекает естественное соотношение

(2.53)

которое говорит о том, что для полного использования двигателя наряду с изменением частоты питания /_s необходимо пропорцио­нально ей изменять Е_%. ЭДС является внутренним параметром АД, воздействовать же на двигатель можно лишь напряжением. При управлении ставится задача сохранения перегрузочной способно­сти двигателя Л/*, которая определяется отношением критического момента М_к к моменту нагрузки М_с. Имея в виду упрощенную мо­дель (R_s = 0) двигателя, для нахождения М_к воспользуемся форму­лой (2.49), учитывая, что (где L^ и L_2a — индуктивности рассеяния статора и ротора):

(2.54)

Отсюда следует, что для любой частоты должно соблюдаться пропорциональное ей изменение напряжения. Еще раз подчерк­нем, что соотношение (2.54) получено при пренебрежении со­противлением статора R_s.

Для пояснения законов частотного регулирования необходи­мо принять во внимание, что момент нагрузки М_с также может изменяться в зависимости от скорости вращения. При условии

M_K /Me = М* = const для любых значений cooi и соог должно со­блюдаться соотношение

где М_с\, М_с1 — моменты нагрузки при синхронных скоростях АД cooi и а>02 соответственно. Отсюда следует предложенный акаде­миком М.П. Костенко в 1925 г. основной закон изменения на­пряжения при частотном способе регулирования скорости АД:

(2.55)

где у = U_S/U_SHOM — относительное напряжение; а = со₀/соо _Ном = = Л Ifs ном — относительная частота; — относительный момент, показывающий изменение статического момента при регулировании скорости.

Выражение (2.55) является универсальным, и с его помощью могут быть получены частные случаи.

При постоянстве момента нагрузки М_с = const по формуле (2.55) получим

(2.56)

т.е. напряжение на статоре двигателя должно меняться пропор­ционально его частоте.

Для вентиляторного момента нагрузки соотношение (2.55) имеет вид у = а². Если момент нагрузки изменяется обратно про­порционально скорости, то имеет место зависимость у = Va.

Механические характеристики АД при регулировании по за­кону (2.53) и, следовательно, при М_к = const, которые могут быть получены при регулировании вниз от номинальной частоты a < 1, показаны на рис. 2.71. При частотах, близких к номинальной, они практически совпадают с характеристиками при пропорциональ­ном управлении у = а. Однако при соблюдении закона (2.56) по мере снижения частоты при a < 0,2 (для двигателей Р_НОы < 5 кВт даже при больших значениях а) все более сказывается влияние активного сопротивления статора, которым пренебрегли при по­лучении зависимости (2.54). Это проявляется в уменьшении М_к и, соответственно, перегрузочной способности двигателя. Соот­ветствующие характеристики показаны штриховой линией. Ком­пенсация Rs осуществляется в замкнутых системах регулирования.

При частотах выше номинальной (а > 1) соблюдение закона (2.56) нереализуемо, так как напряжение на АД не может превы­шать номинальное. Поэтому в этой зоне регулирование осущест­вляется при U_s = U_s „ом = const и критический момент снижается (рис. 2.71).

Рис. 2.71. Механические характеристики АД при частотном управлении

Укрупненная функциональная схема электропривода с час­тотным регулированием скорости представлена на рис. 2.72. Главным элементом этой схемы является преобразователь часто­ты ПЧ, осуществляющий, как было показано, регулирование частоты и напряжения по одному из законов. Задачей ПЧ явля­ется преобразование напряжения сети (U_c, f_c), подаваемого на АД. По информационному каналу на ПЧ подается сигнал управ­ления [/у. Согласно сложившейся терминологии, такие электро­приводы называются частотными. Они различаются типами ПЧ, способами формирования напряжения и видами обратных связей. Для получения совершенных характеристик частотного электропривода применяются замкнутые системы.

Рис. 2.72. Укрупненная функциональная схема электропривода с частотным управлением

2.4.5. Преобразователи частоты для частотного электропривода

Преобразование частоты возможно по схеме электромашин­ного преобразователя: приводной двигатель с регулируемой час­тотой вращения — синхронный генератор. Однако такая схема в промышленности не применяется из-за громоздкости и низких энергетических показателей. Практически все ПЧ строятся на основе полупроводниковых элементов — транзисторов, тиристо­ров и т.д., которые получили название статических преобразова­телей частоты (СПЧ). Широкое распространение СПЧ объяс­няется их высокими технико-экономическими показателями. Помимо регулируемого электропривода СПЧ применяют в ис­точниках бесперебойного питания, установках для высокочас­тотного нагрева металла и т.д.

Все СПЧ разделяются на две большие группы:

1) СПЧ с непосредственной связью питающей сети и нагруз­ки — непосредственные ПЧ (НПЧ); иное их название — цикло-конверторы;

2) СПЧ с промежуточным звеном постоянного тока. Принципиальные схемы и особенности применения каждого

вида СПЧ будут рассмотрены ниже.

Статические преобразователи частоты со звеном постоянно­го тока состоят из следующих основных блоков (рис 2.73, а):

управляемого выпрямителя (УВ) 1 со схемой управления 2, авто­номного инвертора (АИ) 3 со схемой управления 4 и фильтра 5 в звене постоянного тока. Напряжение сети (U_c,f_c) в СПЧ преоб­разуется в напряжение U_s регулируемой частоты f_s. Амплитуда этого напряжения регулируется системой управления выпрями­телем (СУВ), а его частота — системой управления инвертором (СУИ). В зависимости от схемы фильтра Ф (рис. 2.73, б, в) в звене постоянного тока АИ делятся на инверторы напряжения (АИН) и тока (АИТ). АИН являются источниками напряжения, для чего фильтр кроме индуктивности Ьф содержит конденсатор Сф относительно большой емкости (порядка (2...5)10³ мкФ). Это обеспечивает АИН жесткую характеристику (зависимость напря­жения от нагрузки). Управляющими воздействиями на двигатель в СПЧ-АИН являются амплитуда и частота напряжения.

Рис. 2.73. Схема статического преобразователя частоты (а) и схемы фильтров (б, в) в звене постоянного тока

В схеме СПЧ на основе АИТ в звено постоянного тока включается реактор L_d с большой индуктивностью (рис. 2.73, в), что делает такой инвертор источником тока. Поэтому в схеме СПЧ-АИТ управляющими воздействиями на двигатель являются

частота и ток статора. Эти особенности предопределяют структу­ры замкнутых систем регулирования, которые будут рассмотре­ны ниже.

Рассмотрим подробнее процесс формирования напряжения и схемы СПЧ-АИН. Процесс выпрямления напряжения сети U_c с помощью УВ не отличается от процесса в электроприводах постоянного тока.

Рассмотрим работу АИН на примере трехфазной мостовой схемы (рис. 2.74) с подключением обмоток АД, соединенных в звезду (соединение обмоток в треугольник не меняет принципа работы АИН).

Рис. 2.74. Принципиальная схема силовой части автономного инвертора напряжения (устройства коммутации тиристоров VS1...VS6 не показаны)

Тиристоры VS1...VS6 осуществляют поочередное подключение источника постоянного напряжения Ud к точкам А, В и С, являю­щимся выходами инвертора. На схеме не изображены устройства принудительной коммутации тиристоров; взамен тиристоров мо­гут применяться также транзисторы. Наиболее простую структуру системы управления имеют АИН с фиксированным значением угла проводящего состояния тиристоров у = 120° эл. и у = 180° эл. Получение формы выходного напряжения при у =180° эл. мож­но показать следующим образом. Последовательным включением двух конденсаторов С1 и С2 равной емкости на входе инвертора образуем нулевую точку, как показано на рис. 2.74, потенциал которой равен нулю. Тогда фазные напряжения инвертора и_аИ, Щи и и_си, равные потенциалам точек А, В и С относительно

нуля, зависят от состояния тиристоров VS1...VS6. Например, для точки А и_аи = + 0£U_d, когда открыт VS1, и м_аи = - 0,5£/д- при от­крытом VS4. При у = 180° эл. всегда открыты три тиристора од­новременно. Соответствующие построения фазных напряжений инвертора и_ая, Щ_И и и_С1Л, линейных напряжений и_аЪ, щ_с и и_са и фазных напряжений нагрузки и_а, щ и и_с при соединении в звез­ду показаны на рис. 2.75. Там же обозначены тиристоры, находя­щиеся в проводящем состоянии. Линейные напряжения равны:

(2.57)

С учетом того, что в симметричной системе и„ + щ + и_с = 0, из (2.57) получим:

(2.58)

Необходимо заметить, что уравнения (2.58) не приемлемы для нахождения фазных напряжений инвертора, так как для по­следних не соблюдается условие равенства нулю суммы фазных напряжений ввиду наличия напряжения третьей гармоники.

Вентили VD1...VD6 обратного тока в схеме, приведенной на рис. 2.74, служат для возврата реактивной энергии АД в конден­сатор Сф либо (частично) через открытый тиристор другой фазы в нагрузку. При угле проводимости тиристоров у =120° эл. фор­ма кривой фазного напряжения зависит от coscp нагрузки и в це­лом имеет более сложный характер. При coscp < 0,558 напряжение

Для нахождения фазных напряжений и„, щ и и_с на нагрузке при соединении звездой запишем систему уравнений:

аналогично (см. рис. 2.75), так как нулевая пауза в кривой напря­жения заполняется из-за открытого состояния одного из диодов (VD1...VD6), через который в данный интервал времени осуще­ствляется возврат энергии.

Предоставляем читателю возможность самостоятельно по­строить кривые напряжения, аналогичные кривым на рис. 2.75, но при у =120° эл. и у = 150° эл. Интересно проследить измене­ние формы напряжения при различных значениях coscp, напри­мер: coscp = 0 и cosq> = l.

Схема силовой части СПЧ на основе АИН показана на рис. 2.76, а. a

Рис. 2.75. Напряжение инвертора и нагрузки при у = 180° эл.

Рис. 2.76. Схема силовой части СПЧ на основе АИН (а) и схема индивидуальной коммутации тиристора (б)

Амплитуда напряжения на входе инвертора регулируется ти­ристорами VS7...VS12 УВ; между УВ и АИН включен Ь_ф-Сф-фильтр. Для коммутации тиристоров VS1...VS6 инвертора служат конденсаторы С и реакторы L. Отсекающие диоды VD7... VD12 предотвращают разряд коммутирующих конденсаторов че­рез нагрузку. Частота коммутации тиристоров VS1...VS6, которая однозначно определяет выходную частоту инвертора, задается системой управления. Характерная особенность схемы заключа­ется в том, что каждый из тиристоров VS1...VS6 может быть от­крыт в течение 1/3 периода, т.е. у = 120° эл. Рассмотрим этот во­прос более подробно. При отпирании очередного тиристора из группы VS1, VS3, VS5 или VS2, VS4, VS6 предшествующий тири­стор запирается. Допустим, открыты тиристоры VS1 и VS2. Ком­мутирующий конденсатор заряжается по цепи: Uj— VS1—L—С— —VD9 — нагрузка — VS2-UdJ.no окончании процесса заряда на левой обкладке конденсатора имеется «+» (цепи заряда других конденсаторов не рассматриваем). Следующим по порядку рабо­ты включается тиристор VS3 (VS5 в этом такте включен быть не может, так как при открытом VS2 это приведет к короткому замы­канию), после чего на короткое время прохождения обратного тока образуется цепь С⁺ — L — VS1 — VS3 — СН~ и тиристор VS1 запирается. В дальнейшем рассматриваемый конденсатор пе­резаряжается по цепи Ua - VS3 - С - L - VD7 - нагрузка -VD8 — VS2 — Ud- Некоторое время, определяемое параметрами коммутирующей цепи, на левой обкладке конденсатора сохраня­ется знак «+», что необходимо для восстановления запирающих свойств тиристора VSI.

Следующим будет включен тиристор VS4. Такая коммутация называется фазовой. Ограничением схем с фазовой коммутацией является фиксированный угол проводящего состояния тиристо­ров (120° эл., когда в проводящем состоянии находятся лишь два тиристора одновременно (рис. 2.76, а), или 180° эл. (схема не приводится). Этот недостаток устраняется применением схем с двухступенчатой коммутацией, в которых запирание очередно­го вентиля происходит в момент включения вспомогательного тиристора, подключающего источник коммутирующей ЭДС. При такой коммутации ток нагрузки кратковременно переводится на

вспомогательный тиристор. Можно выделить следующие группы схем инверторов с двухступенчатой коммутацией:

1) с индивидуальной коммутацией тиристоров;

2) с групповой коммутацией;

3) с общим узлом коммутации.

Количество схем коммутации чрезвычайно велико. Приве­дем одну из них — схему с индивидуальной коммутацией, в ко­торой каждый из силовых тиристоров инвертора имеет вспо­могательный (коммутирующий) тиристор. Рассмотрим схему га­шения лишь одного из силовых тиристоров (например, VS1 на рис. 2.76, а), которая изображена на рис. 2.76, б. Перед отпира­нием основного тиристора VS1 предварительно отпирается ком­мутирующий тиристор VSK и конденсатор С заряжается по цепи Ud — С — VSK — VD1 — нагрузка и т.д. По окончании процесса заряда на левой обкладке конденсатора имеется «+» и тиристор VSK запирается, поскольку зарядный ток /за_Р через него прекра­щается. При отпирании основного тиристора VS1 (напоминаем, что рассматриваются лишь цепи коммутации) конденсатор пере­заряжается по цепи С⁺—VSI—VDK—L—С" (i_pa3p — ток разряда). Параметры коммутирующей цепи L—С выбираются таким обра­зом, чтобы обеспечить колебательный характер процесса, в ре­зультате которого на правой обкладке конденсатора будет поло­жительный заряд. Теперь коммутирующая цепь подготовлена к своей основной функции — запиранию тиристора VS1. Это произойдет в нужный момент при отпирании коммутирующего тиристора VSK, когда «+» конденсатора прикладывается к като­ду VS1; последний запирается, а процесс перезаряда конденсато­ра теперь уже с участием источника питания Ud происходит ана­логично описанному выше. По его окончании на левой обкладке конденсатора будет положительный заряд и схема готова к сле­дующему такту работы. Необходимо отметить, что процессы коммутации и зарядов-разрядов коммутирующих конденсаторов столь кратковременны, что не могут оказать существенного влия­ния на работу двигателя. Схема на рис. 2.76, б содержит большое число вспомогательных элементов, что является ее недостатком. Этот недостаток устраняется в схемах с групповой коммутацией, которые здесь не рассматриваются.

В рассмотренных выше схемах СПЧ регулирование амплиту­ды напряжения на АД, необходимое при регулировании частоты, осуществляется с помощью УВ, который работает так же, как и в приводах постоянного тока. Напряжение м_ф на фазе двигателя и ток /ф фазы при этом изменяются, как показано на рис. 2.77, а. Как видно, форма тока значительно отличается от синусоидаль­ной. Высшие гармоники тока создают пульсирующие моменты, которые начинают сказываться на работе привода при частоте питания ниже 10 Гц. Это ограничивает возможности привода. Между тем применение принципов двухступенчатой коммута­ции, которая необходима для надежной работы инвертора (одна из возможных схем показана на рис. 2.76, б), позволяет регули­ровать напряжение внутри инвертора за счет изменения времени проводящего состояния силовых тиристоров. Это дает возмож­ность вместо управляемого выпрямителя применять неуправляе­мый, выполненный на шести диодах. Кроме того, что умень­шается количество тиристоров, такой СПЧ предпочтительнее с точки зрения вредного влияния на питающую сеть. При регу­лировании внутри инвертора для уменьшения содержания выс­ших гармоник в кривой выходного напряжения применяется принцип широтно-импульсной модуляции (ШИМ), согласно которому, ширина импульсов изменяется по опреде­ленному закону (рис. 2.77, б, в) в течение интервала проводимо­сти инвертора. Необходимо отметить, что на указанном рисунке дан упрощенный вид кривой, хотя он в достаточной мере иллю­стрирует принцип регулирования. При прямоугольной модуля­ции (рис. 2.77, б), которая является частным случаем ШИМ, кривая напряжения состоит из нескольких импульсов одинако­вой ширины. Время h включенного состояния тиристора не из­меняется в течение интервала О...тг (Гком = const и 0 < /i <Т_КОм)- Регулирование напряжения, первая гармоника щ которого пока­зана на рисунке, заключается в изменении t\.

Наилучшие показатели имеет синусоидальная ШИМ, при которой ширина импульса пропорциональна синусу текущего значения щг. При этом ток в обмотках двигателя имеет форму, близкую к синусоидальной (рис. 2.77, в). Для получения сину­соидального ШИМ-напряжения необходима достаточно сложная

Рис. 2.77. Напряжение фазы и_ф и ток фазы /_ф при питании от инвертора

с фазовой коммутацией (а) и напряжения и токи при прямоугольной

(б) и синусоидальной (в) ШИМ

система управления инвертором; она реализуется на основе микропроцессорной техники. Реальные СПЧ, построенные по принципу ШИМ, имеют напряжение, состоящее из 50 и более импульсов на полупериоде на нижнем пределе частоты питания f_s. При повышении^ до номинального значения количество им­пульсов уменьшается. Таким образом, инвертор с ШИМ обеспе­чивает не только регулирование напряжения, но и улучшение его гармонического состава.

Регулирование напряжения возможно и на входе инвертора. В такой схеме (рис. 2.78, а) применяется также неуправляемый выпрямитель В, а между ним и инвертором включается коммута­тор — широтно-импульсный преобразователь (ШИП). При этом регулируется среднее значение напряжения на входе АИН, а следовательно, и напряжение на двигателе. Принципи­альная схема ШИП приведена на рис. 2.78, б. ШИП состоит из основного VS1 и вспомогательных VS2, VS3 тиристоров, токоограничивающего реактора L1, конденсатора С_ком и реактора Lrom коммутирующего контура. Импульсы управления тиристо­рами формируются СИФУ.

Предварительно открывается VS3 и конденсатор С_ком заря­жается по цепи Е^ — VS3—Ском ~L_K0M ~Li— нагрузка — Ed (знак «+» на левой обкладке С_ком)- Затем отпираются VS1 и VS2; к нагрузке прикладывается полное напряжение Е_А (пренебрегая влиянием L1), а конденсатор С_ком перезаряжается по цепи С_КОм — VS2 —L_K0M —Ск_0М (параметры С_ком ~L_K0M обеспечива­ют колебательный характер), в результате чего С_ком приобретает «+» на правой обкладке. Теперь схема готова к коммутации VS1, для чего в нужный момент отпирается VS3; к катоду VS1 прикладывается «+» С_КОм, тиристор запирается, и процесс по­вторяется.

Частота коммутации ШИП выбирается достаточно высокой (до 1 кГц), что позволяет уменьшить габариты фильтра. В пред­ставленной схеме СИФУ не имеет синхронизации с сетью; ее за­дачей является сдвиг управляющих импульсов VS3 относительно VS1. Достоинством СПЧ с ШИМ и ШИП является возможность работы от нерегулируемого источника постоянного тока, в том числе от аккумуляторных батарей.

Рис. 2.78. Схема статического преобразователя частоты с ШИП на входе инвертора (а) и принципиальная схема ШИП (б)

СПЧ на основе АИТ в упрощенном виде представлен на рис. 2.79, в котором основные коммутирующие конденсаторы С1...С6 включены между рабочими тиристорами фаз VS1...VS6, а в интервалах между коммутациями отделены от нагрузки дио­дами VD1...VD6. Обратим внимание лишь на два существенных отличия данной схемы от схемы, приведенной на рис. 2.76, а: фильтр в звене постоянного тока выполнен согласно рис. 2.73, в, и диоды обратного тока отсутствуют. В такой схеме АИТ приме­няется фазная коммутация тиристоров, т.е. запирание проводя­щего тиристора происходит при открывании тиристора другой фазы (например, запирание VS1 при отпирании VS3, запирание

vsb при отпирании VS2 и т.д.). Функционирование электропри­вода с АИТ возможно лишь в замкнутой системе регулирования, что будет пояснено ниже.

Рис. 2.79. Схема силовой части СПЧ на основе АИТ

Схемы с непосредственным преобразовате­лем частоты (НПЧ) формируют напряжение на двигателе не­посредственно из напряжения сети. Это поясняется весьма рас­пространенной схемой НПЧ с нулевым проводом, имеющей три реверсивных выпрямителя, к выходу каждого из которых под­ключена фаза двигателя (рис. 2.80).

Каждый из трех реверсивных выпрямителей, например U1, содержит шесть тиристоров VS1...VS6 для фазы А, три из кото­рых (VS1...VS3) подключены к сети анодами, а три оставшихся (VS4...VS6) — катодами. В приведенной схеме нулевая точка трансформатора соединена с общей точкой трехфазной обмотки статора, поэтому такая схема называется нулевой.

Рассмотрим процесс формирования напряжения в фазе А для случая активной нагрузки. При подаче управляющих импульсов на тиристоры VS1...VS3 в моменты времени соответственно t\, h, h (рис. 2.81, а) на фазе двигателя формируется напряжение и₂,

состоящее из трех участков синусоидального напряжения вто­ричной обмотки трансформатора TV (см. рис. 2.80, 2.81, б). При этом проводящий тиристор, например VS1, запирается при включении следующего (VS2), поскольку потенциал на аноде ти­ристора VS1 ставится меньше, чем потенциал на аноде тиристора VS2. Происходит естественная коммутация за счет напряжения сети, что позволяет назвать НПЧ преобразователем частоты с естественной коммутацией. Количество участков синусоиды, из которых формируется напряжение на двигателе, может быть большим, чем это показано на рис. 2.81, б, если в моменты пере­сечения синусоид продолжать подавать управляющие импульсы на тиристоры VS1...VS3. Если прекратить подачу управляющих импульсов на VS1...VS3 и подать импульсы на VS6, VS4 и VS5 в моменты t₅, k, Ь, то на нагрузке будет сформировано напряже­ние из трех участков синусоиды отрицательной полярности. Кривая и₂ будет периодически повторяться, если продолжать по­дачу импульсов на VS1...VS3, и т.д. Первая гармоника выходного напряжения обозначена щ_а. Для регулирования напряжения от­пирание последующего тиристора каждой из групп производят не в моменты естественной коммутации (U, t₂, h и т.д.), а со сдви­гом на некоторый угол а (рис. 2.81, в). Выходное напряжение на нагрузке определяется соотношением

(2.59)

_где /7_1ф _ фазное напряжение вторичной обмотки трансформа­тора; а — угол регулирования.

Из рис. 2.81 видно, что частота выходного напряжения ниже, чем частота питающей сети f_c, и что

где и = 0,1, 2,3,... — количество открываемых тиристоров в груп­пе за вычетом одного. Поскольку

Рис. 2.81. Кривые напряжения сети (а) и на выходе НПЧ при различных значениях угла регулирования (б - г)

(2.60)

Из формулы (2.60) видно, что частота /_s зависит от частоты первичной сети./с, числа полуволн первичного напряжения (л+1) и числа фаз т\ первичной сети. Регулирование частоты /_s проис­ходит дискретно. Для плавного регулирования частоты /_s вво­дится пауза между включением и выключением анодной и катод­ной групп тиристоров.

При работе преобразователя на асинхронный двигатель энер­гия, накопленная в магнитном поле, должна быть возвращена в питающую сеть. С этой целью тиристоры переводятся в инвер-торный режим: анодной группы VS1...VS3 — при отрицательном напряжении, катодной группы VS4...VS6 — при положительном. Перевод тиристоров из выпрямительного режима в инверторный и наоборот должен осуществляться при нулевом токе и по исте­чении выдержки времени, необходимого для восстановления управляющих свойств тиристора. Контроль тока осуществляется датчиками ДЪ4, ДТ5 и ДТС. Другим решением является уста­новка уравнительных реакторов подобно тому, как это делается в реверсивных выпрямителях.

Получение трехфазного напряжения со сдвигом фазных на­пряжений на треть периода достигается подачей управляющих импульсов на тиристоры групп других фаз со сдвигом на треть периода выходной регулируемой частоты /_s.

Как следует из соотношения (2.59), для регулирования ам­плитуды выходного напряжения изменяют угол а. Амплитуда первой гармоники выходного напряжения щ_а на рис. 2.81, в боль­ше, чем на рис. 2.81, г, поскольку а₂ > а^

Недостатки рассмотренных схем НПЧ — низкий коэффици­ент мощности вследствие изменения угла регулирования а и не-синусоидальная форма кривой выходного напряжения. Кривая выходного напряжения содержит основную гармонику с частотой /_s и пульсирующее напряжение зубчатой формы, уменьшающееся с увеличением соотношения /_c//_s. Для улучшения гармониче­ского состава выходного напряжения углы регулирования в вы­прямительном и инверторном режимах изменяют по арккосину-соидальному закону.

Существуют схемы НПЧ с принудительной коммутацией на основе тиристоров и транзисторов, благодаря которым можно получить выходную частоту /_s, не только меньшую (как в НПЧ с естественной коммутацией), но и большую частоты /_с.

Расчет механических характеристик частотного электропри­вода с НПЧ выполняют, пренебрегая влиянием высших гармо­ник в кривой выходного напряжения на момент двигателя. При этом справедливы соотношения законов частотного регулирова­ния, рассмотренные ранее.

2.4.6. Замкнутые системы частотного электропривода

Как указывалось (см. п. 2.4.4), для регулирования частоты вращения АД в системе частотного привода (ЧЭП) необходимо изменять напряжение и частоту. Асинхронные двигатели в но­минальном режиме (U_s,f_H0M) работают с номинальным магнит­ным потоком, который невозможно увеличивать из-за насыщения магнитной цепи. Основная задача, возникающая в замкнутой системе ЧЭП, заключается в стабилизации магнитного потока при изменении нагрузки. Поскольку непосредственное измере­ние магнитного потока затруднительно, используются обратные связи по току (постоянному и переменному), ЭДС, скорости и абсолютному скольжению.

Для повышения жесткости механических характеристик ис­пользуется обратная связь по скорости с воздействием на частоту питания АД. Замкнутые системы ЧЭП различаются видом обрат­ных связей и зависят от типа преобразователей частоты (АИН, АИТ). Если в системе применена ОС по скорости, то ее исполь­зуют и для стабилизации магнитного потока. Такой принцип реализуется в двухконтурной системе ТПЧ (АИН)-АД (рис. 2.82, а), где один сигнал управления по частоте U_yM используется для за­дания как частоты, так и напряжения £4.„ через функциональный преобразователь (ФП). На рис. 2.82, а обозначены сигналы управления частотой U_y.₄, напряжением U_yM; обратной связи в каналах управления напряжением £/_с._н и частотой U_c.₄- Таким образом, в таком электроприводе есть два контура регулирова­ния: контур регулирования напряжения выпрямителя, который

Рис. 2.82. Функциональная схема двухконтурной системы частотного

электропривода с АД (а) и переходные процессы при пуске АД

в системе частотного электропривода (б)

обеспечивает стабилизацию магнитного потока, и контур регу­лирования частоты питания, стабилизирующий скорость двига­теля при изменении нагрузки.

Применение обратной связи по скорости вместо непосредст­венного измерения магнитного потока несколько снижает точ­ность его стабилизации, но тем не менее системы вида, показан­ного на рис. 2.82, а, позволяют обеспечивать высокую жесткость механических характеристик и достаточный для многих меха­низмов диапазон регулирования скорости.

Для стабилизации момента двигателя и соблюдения закона на­растания частоты питания в переходных процессах в структуру, приведенную на рис. 2.82, а, вводится отрицательная обратная связь по току статора или положительная обратная связь по скоро­сти. Эти обратные связи являются нелинейными (или задержанны­ми) и в установившемся режиме должны быть отключены. Вместо этих обратных связей, называемых формирующими, применяется задатчик интенсивности SJ (в схеме на рис. 2.82, а обведен штрихо­вой линией), который обеспечивает формирование требуемого за­кона изменения частоты U_3M. Переходные процессы момента М_э, частоты статора /_s и скорости сопри пуске АД в такой системе при­ведены на рис. 2.82, б. Система обеспечивает линейное нарастание частоты и пуск двигателя с постоянным ускорением.

Задача замкнутой системы регулирования с автономным ин­вертором тока (рис. 2.83, а) — формирование частоты переклю­чения тиристоров VS1...VS6 (см. рис. 2.79) и тем самым частоты тока статора /_s, а также регулирование амплитуды тока статора, для чего воздействие производится на управляемый выпрями­тель U. В этой системе можно обнаружить два контура: 1) контур регулирования тока, содержащий регулятор тока (РТ), функцио­нальный преобразователь (ФП), датчик тока (RS) и СИФУ; 2) контур регулирования скорости вращения АД, состоящий из регулятора скорости (PC), датчика скорости (BR), регулятора частоты (РЧ) (генератора импульсов) и распределителя импуль­сов (РИ). Частота тока формируется инвертором АИТ таким об­разом, что в любой рабочей точке справедливо соотношение

(2.61)

где со₂ — частота тока в роторе.

Реализация соотношения (2.61) обеспечивается суммировани­ем на входе РЧ двух сигналов, один из которых пропорционален измеренной скорости вращения ротора f/oc, а другой — заданной частоте тока ротора £/₃2 (частоте скольжения со₂ = <»о - ю). Внеш­ний контур регулирования скорости необходим для обеспечения требуемой жесткости механических характеристик. В соответ­ствии с этим требованием выбирается коэффициент усиления PC. Выходной сигнал PC U-ц используется одновременно в качестве сигнала задания частоты тока ротора и для формирования сигнала задания тока статора U_3i с помощью функционального преобразо­вателя ФП, поскольку при изменении нагрузки от нуля до номи­нальной ток статора двигателя изменяется от тока холостого хода /о = (ОД..0,5)/shom до номинал