Бестрансформаторный усилитель мощности

СОДЕРЖАНИЕ

Стр.

ВВЕДЕНИЕ........................................................................................................................................ 4

1 БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ................................................... 5

2. ДВУХТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ............................................................................................................................. 22

3.ОДНОТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ.................................................................................................................................

4. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ.....................

5. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ ……………….

6. СХЕМА СОГЛАСОВАНИЯ..........................................................................................................

7. ГЕНЕРАТОР ТАКТОВЫХ ИМПУЛЬСОВ НА ЛОГИЧЕСКИХ ЭЛЕМЕНТАХ.....................

8. ДЕЛИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ...................................................................................................................

9. АКТИВНЫЙ ФИЛЬТР....................................................................................................................

10. RC-ГЕНЕРАТОР НА ОПЕРАЦИОННОМ УСИЛИТЕЛЕ.......................................................

11. БЛОК ПИТАНИЯ..........................................................................................................................

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ...................................................................................................................

ПРИЛОЖЕНИЕ А..............................................................................................................................

ПРИЛОЖЕНИЕ Б................................................................................................................................

ПРИЛОЖЕНИЕ В...............................................................................................................................

ВВЕДЕНИЕ

В настоящем методическом пособии рассмотрены схемы усилителей, генераторов, схем согласования на биполярных транзисторах, на операционных усилителях и логических элементах. Приведена подробная методика расчёта этих схем с указанием основных расчётных соотношений и ссылок на используемую литературу. После рассмотрения каждой схемы следует подробный практический пример расчёта.

В конце методического пособия приведен список литературных источников, на которые были даны ссылки, а также приложения, содержащие параметры электронных элементов.

Данное методическое пособие призвано облегчить работу студентов специальностей АТ и ТКС над курсовым проектом по дисциплинам “Электроника и микросхемотехника” и “Основы схемотехники”.

БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ

Исходные данные:

- мощность нагрузки: P_н = 4.5 Вт;

- сопротивление нагрузки: R_н = 25 Ом;

- частота синусоиды: f_н = 2 кГц;

- коэффициент нелинейных искажений: g = 0.22 %;

- диапазон рабочих температур: (+10…+50) ºС;

- нормальная температура: +20 ºС;

- тип мощного транзистора: КТХХХХ.

На рис. 1.1 представлена принципиальная схема бестрансформаторного усилителя мощности.

Рисунок 1.1 – Принципиальная схема бестрансформаторного усилителя мощности

1.1 Расчет напряжения питания Е_к

Резисторы R9 и R10 линеаризируют проходную характеристику каскада и величина их сопротивления выбирается равной:

R9 = R10 = 0.05∙R_н= 1.25 1.3 Ом.

Напряжение источника питания определяется из условия:

Из стандартного ряда напряжений принимается: Е_к= 36 В.

1.2 Расчет коллекторной цепи транзисторов оконечного каскада (VT5, VT6)

Коэффициент использования напряжения питания принимается равным ξ = 1, тогда приближённые соотношения для выбора оконечных транзисторов имеют вид:

U_кэ_max = Е_к/2 = 36/2 = 18 В;

1.3 Проверка транзисторов оконечного каскада (VT5, VT6)

Заданный по условию транзистор проверяется на соответствие условиям эксплуатации (см. табл. 1.1).

Из табл. 1.1 следует, что транзистор удовлетворяет требованиям каскада, но необходим радиатор. Возможный внешний вид радиатора приведен на рис. 1.2.

Таблица 1.1 – Сравнение расчетных данных с максимально допустимыми параметрами заданного транзистора (справочными значениями)

Расчетные данные	Условия выбора	Параметры транзистора КTХХХХ
U_кэ_{max р}= 18 В	U_кэ_{max р} U_кэ_max_спр	U_кэ_max = 60 B
I_{k max р}= 0.72 A	I_{k max р} I_{k max}_спр	I_{k max} = 3 A
P_к_max_р = 1.125 Вт	P_к_max_р ≤ P_к_max_спр	Р_к_max(50ºC) = 4 Вт (с радиатором)
f_н = 2 кГц	3∙f_н < f_гр	f_гр = 20 МГц

Рисунок 1.2 – Ребристый радиатор

Требуемая площадь радиатора определяется из выражения:

1.4 Построение нагрузочных прямых по постоянному и переменному току. Выбор рабочей точки А по постоянному току

На выходных ВАХ строится нагрузочная прямая по постоянному току (I_), проходящая вертикально вверх через точку Е_к/2 = 36/2 = 18 В (см. рис. 1.3). На этой прямой выбирается положение рабочей точки транзистора А:

Нагрузочная прямая по переменному току (I_~) проходит через рабочую точку А и ее наклон определяется сопротивлением резисторов (R_н+R9). Для построения данной нагрузочной прямой вначале строится вспомогательная линия, проходящая через точки В и С с координатами:

а затем полученная линия параллельным переносом смещается в рабочую точку.

Рисунок 1.3 – Выходные ВАХ транзистора VT5

Рисунок 1.4 – Входные ВАХ транзистора VT5

По входным и выходным ВАХ (см. рис. 1.3 и 1.4) определяются координаты рабочей точки А:

I_к_oVT₅ = 0.072 А; U_кэ_oVT₅ = 18 В; I_б_oVT₅ = 0.4 мA; U_бэ_oVT₅ =0.1 B.

Определяются требуемые амплитуды выходных и входных напряжений и токов (U_кэ_m, I_к_m, I_б_m, U_бэ_m) для обеспечения заданной мощности нагрузки (Р_н=0.5∙U_кэ_m∙I_к_m) при минимальных нелинейных искажениях.

Ниже приведены значения амплитуд выходных и входных напряжений и токов, определенные по ВАХ транзистора VT5.

U_кэ_mVT₅=U_кэо_VT₅- U_кэ_minVT₅=18 - 2.4 = 15.6 В;

I_к_mVT5= I_к_{max VT5}- I_к_oVT5 = 0.66 - 0.072 = 0.588 A;

I_б_mVT5= I_б_maxVT5 - I_б_oVT5 = 5.5 - 0.4 = 5.1 мA;

U_бэ_mVT5= U_бэ_maxVT5 - U_бэо_VT5 =0.41 - 0.1 = 0.31 В.

Справедливость допущения (ξ=1) принимается, если ξ≥0,85. В данном случае:

поэтому характеристики транзистора не пересчитываются.

Рассчитывается мощность, рассеиваемая на резисторах R9, R10, и выбирается тип резисторов.

Коэффициент усиления по току транзистора VT5:

1.5 Расчет базовой цепи составного транзистора VT3, VT5

Сопротивления резисторов R11, R12 определяются из выражения:

R11 = R12 = Ом (R11 = R12 = 56 Ом).

(коэффициент k выбран таким образом, чтобы рабочая точка VT3 находилась в активной области ВАХ – рис. 1.5).

Рассчитывается мощность, рассеиваемая на резисторах R11, R12, и выбирается тип резисторов.

Условия для выбора транзисторов VT3, VT4:

I_к_{max VT3} = I_б_{max VT5} +U_бэ_{max VT5}/R11 = 5.5·10^-3 + 0.41/56 = 0.0128 A;

U_кэ_maxVT3= U_кэо_VT5 - U_бэ _о_VT5 = 18 - 0.1 = 17.9 B;

;

По этим параметрам выбираем транзисторы VT3, VT4 (справочные данные пересчитываются для t_{окр. ср.} = 50 ºС).

Таблица 1.2 – Справочные параметры для выбранных транзисторов VT3, VT4

VT3: KTХХХХ	VT4: KTХХХХ

По соотношениям I_к_VT₃ = I_б_VT₅ + U_бэ_VT₅/R11; U_кэ_VT₃= U_кэ_VT₅- U_бэ_VT₅ строим нагрузочную характеристику для транзистора VT3 и определяем её параметры.

Таблица 1.3 – Данные для построения нагрузочной характеристики VT3

I_кVT5, А	I_б_VT5, мА	U_бэ_VT5, В	U_к_эVT5, В	I_кVT3, мА	U_кэVT3, В
		0.05	19.9	0.9	19.85
	0.4	0.1		2.2	17.9
	1.9	0.28		6.9	11.72
	3.1	0.31		8.65	7.69
		0.37	3.15	11.6	2.78
	5.5	0.41	2.4	12.8	2.02

По входным и выходным ВАХ (см. рис. 1.5 и 1.6) определяются координаты рабочей точки А:

I_к_oVT₃ = 2.2 мА; U_кэ_oVT₃ = 17.9 В; I_б_oVT₃ = 0.013 мA; U_бэ_oVT₃ =0.675 B.

Определяются требуемые амплитуды выходных и входных напряжений и токов:

U_кэ_mVT₃= U_кэо_VT₃-U_кэ_minVT₃ = 17.9 – 2.02 = 15.88 В;

I_к_mVT₃= I_к_maxVT₃ - I_к_oVT₃ = 12.8 - 2.2 = 10.6 мA;

I_б_mVT₃= I_б_maxVT₃ - I_б_oVT₃ = 0.186 – 0.013=0.173 мA;

U_бэ_mVT₃=U_бэ_maxVT₃ - U_бэо_VT₃=0.8-0.675=0.125 В.

Коэффициент усиления по току транзистора VT3:

Рисунок 1.5 – Выходные ВАХ транзистора VT3

Рисунок 1.6 – Входные ВАХ транзистора VT3

1.6 Расчет коллекторной цепи транзистора VT2

Транзистор VT2 работает в режиме А. Положим:

I_кoVT2 = (1.1÷1.2)·I_бmVT3 = 1.2·0.173 = 0.208 мА.

Это меньше 1 мА, поэтому выбираем: I_кoVT2 = 1 мА.

Условия для выбора транзистора VT2:

I_{к mахVT2} = 2·I_кoVT2 = 2·1 = 2 мА; U_кэ _max_VT2 = Е_к = 36 В;

f_гр> 10·f_н = 10·2 = 20 кГц.

По этим параметрам из справочника [10] выбирается транзистор КТХХХХ с максимально допустимыми параметрами:

U_кэ_m_ах = 40 В; I_k _max = 300 мA; P_к_max =500 мВт; f_гр = 5 МГц.

Сопротивление резистора R8 равно:

Выбирается тип резистора R8.

По входным и выходным ВАХ (см. рис. 1.7 и 1.8) определяются координаты рабочей точки А:

I_к_oVT₂ = 1 мА; U_кэ_oVT₂ = 18 В; I_б_oVT₂ = 30.3 мкA; U_бэ_oVT₂ =0.594 B.

Рисунок 1.7 – Выходные ВАХ транзистора VT2

Рисунок 1.8 – Входные ВАХ транзистора VT2

Определяются требуемые амплитуды выходных и входных напряжений и токов:

U_кэ_mVT₂= U_кэо_VT₂–U_кэ_minVT₂ = 18 – 14 = 4 В;

I_к_mVT₂= I_к_maxVT₂ - I_к_oVT₂ = 1.208 - 1 = 0.208 мA;

I_б_mVT₂= I_б_maxVT₂ - I_б_oVT₂ = 41.1 – 30.3=10.8 мкA;

U_бэ_mVT₂=U_бэ_maxVT₂ - U_бэо_VT₂= 0.607-0.594=0.013 В.

Через рабочую точку А и точку на оси ординат проводится нагрузочная прямая по постоянному току.

Коэффициент усиления по току транзистора VT2:

По найденным параметрам определяются:

Выбирается тип резистора R4.

1.7 Расчет коллекторной и базовой цепей транзистора VT1

Транзистор VT1 работает в режиме А.

Р_к_VT₁= 1.2·Р_б_VT₂ = 1.2·70.2 = 84.2 нВт;

I_к_m_VT1 = 1.2·I_бmVT2 =1.2·10.8 = 12.96 мкА;

I_к_oVT₁ = 1.2·I_к_mVT₁ = 1.2·12.96 = 15.55 мкА.

Так как I_к_oVT₁ < 1 мА, то принимаем I_кoVT1 = 1 мА.

Условия для выбора транзистора VT1:

I_{к mахVT1} = 2·I_кoVT1 = 2·1 = 2 мА;

U_кэ _max_VT1 = Е_к/2 = 18 В; ;

f_гр> 10·f_н = 10·2 = 20 кГц.

По рассчитанным параметрам выбираем транзистор KTХХХХ с максимально допустимыми параметрами:

U_кэ_m_ах = 30 В; I_k _max = 10 мA; P_к_max =150 мВт; f_гр = 3 МГц;

Резисторы R6 и R4 обеспечивают необходимый ток покоя коллектора транзистора VT1:

, отсюда

Выбирается тип резистора R6.

C учетом этого фактор отрицательной обратной связи:

Так как в данном случае усиливаемый сигнал занимает очень узкую полосу в области 2 кГц, то динамические искажения усилительного каскада, возникающие при столь глубокой ООС, не влияют на этот сигнал.

По входным и выходным ВАХ (см. рис. 1.9 и 1.10) определяются координаты рабочей точки А:

I_ко_VT₁ = 1 мА; U_кэо_VT₁ = 9 В; I_бо_VT₁ = 26.6 мкA; U_бэо_VT₁ =0.548 B.

Рисунок 1.9 – Выходные ВАХ транзистора VT1

Рисунок 1.10 – Входные ВАХ транзистора VT1

Через рабочую точку А и точку на оси ординат

проводится нагрузочная прямая по постоянному току.

Определяются требуемые амплитуды выходных и входных токов и напряжений:

U_кэ_mVT₁= U_кэо_VT₁- U_кэ_minVT₁ = 9 - 8.75 = 0.25 В;

I_к_mVT₁= I_к_maxVT₁ - I_к_oVT₁ = 1.013 - 1 = 0.013 мA;

I_б_mVT₁= I_б_maxVT₁ - I_б_oVT₁ = 27.4 - 26.6 = 0.8 мкA;

U_бэ_mVT₁=U_бэ_maxVT₁ - U_бэо_VT₁= 0.5505 - 0.548=0.0025 В.

Коэффициент усиления по току транзистора VT1:

1.8 Расчет цепи ООС (R5, R6)

Глубина ООС F = 5360. Задаемся значением (типовое) отсюда: = Выбирается тип резистора R5.

Проверяем условие

Условие выполняется.

1.9 Расчет делителя в цепи базы транзистора VT1

Пусть ток делителя

Напряжение в точке В1 (см рис. 1.1):

Тогда сопротивления резисторов R1 и R2 равны:

; .

Выбираются типы резисторов R1 и R2.

Рассчитывается коэффициент температурной нестабильности каскада:

, т.е. каскад обеспечивает требуемую температурную стабильность.

1.10 Расчет цепи термостабилизации тока покоя оконечного каскада

Напряжение на цепи термостабилизации равно:

Общее сопротивление цепочки равно:

Требуемое значение напряжения смещения обеспечивается для двух значений температуры t΄ и t˝. Погрешности для других значений температуры получаются наименьшими, если:

где t_max и t_min – предельные значения температуры окружающей среды.

Примем В=2500К. Т΄=t΄+273 = 15.86+273 = 288.86 К; T˝=t˝+273 = 44.14+273 = 317.14 К. Пусть t_o=+20^oC и с=2.2·10^-3 В/1 ^оС. Рассчитаем величины:

Номинальное значение термосопротивления для t=t_o=+20 ^oC:

По справочнику [5] выбираем тип терморезистора: ММТ-4 - 33 к 20%, ТКС = 3%/ , t = -60…+125 .

Проверяем правильность расчета: –

– значение практически совпадает с первоначальным, значит цепь рассчитана верно.

1.11 Расчет конденсаторов C1, C3, C4

Значения емкостей выбирается по ГОСТу и производится выбор типа конденсаторов.

1.12 Требования к мощности источника питания

Ток, потребляемый от источника питания:

Потребляемая мощность: .

1.13 Уточнение результирующих характеристик усилителя

1.14 Расчет нелинейных искажений

1.14.1 Нелинейные искажения, вносимые оконечным каскадом.

Строится сквозная динамическая характеристика оконечного каскада I_к_VT₅ = f(Е_ист). Напряжение источника равно:

Е_ист=U_бэ_VT₃ + U_бэ_VT₅ + I_к_VT₅·(R_н + R₉).

Таблица 1.4 – Данные для построения сквозной динамической характеристики оконечного каскада

U_бэ_VT3, В	U_бэ_VT5, В	I_к_VT5, А	R9+R_н, Ом	Е_ист, В
0.675	0.1		26.3	2.67
0.76	0.28		26.3	8.93
0.776	0.31		26.3	12.9
0.794	0.37		26.3	17.9
0.8	0.41		26.3	18.6

На сквозной характеристике (см. рис. 1.11) выбираются три значения тока коллектора: I_o' = 0.072 А; I₁' = 0.362 А; I_max' = 0.66 А.

Рисунок 1.11 – Сквозная динамическая характеристика оконечного каскада

Для расчета коэффициента нелинейных искажений оконечного каскада методом пяти ординат необходимо учесть асимметрию плеч (b=0.1÷0.15). Тогда:

Амплитуды гармонических составляющих тока коллектора VT5:

Коэффициент нелинейных искажений оконечного каскада равен:

1.14.2 Нелинейные искажения, вносимые транзистором VT2.

Определяется входное сопротивление каскада на транзисторе VT2:

Принимается:

Строится сквозная динамическая характеристика каскада на транзисторе VT2 (см табл.1.5 и рис.1.12).

По сквозной характеристике определяется пять значений тока коллектора:

I_max=1.2 мА, I₁=1.103 мА, I₀=1 мА, I₂=0.896 мА, I_min=0.792 мА.

Таблица 1.5 – Данные для построения сквозной динамической характеристики каскада на транзисторе VT2

I_к_VT2, мА	0.792		1.195	1.208
I_б_VT2, мкА	20.8	30.3		41.1
U_бэ_VT2, В	0.581	0.594	0.605	0.607
U_г = U_бэ + I_б·R_ист, В	0.631	0.667	0.701	0.706

Рисунок 1.12 – Сквозная динамическая характеристика каскада на транзисторе VT2

1.14.3 Нелинейные искажения, вносимые транзистором VT1.

Определяется входное сопротивление каскада на транзисторе VT1:

Принимается .

Строится сквозная динамическая характеристика каскада на транзисторе VT1 (см табл.1.6 и рис.1.13).

Таблица 1.6 – Данные для построения сквозной динамической характеристики каскада на транзисторе VT1

I_к_VT₁, мА	0.9		1.1
I_б_VT₁, мкА	21.7	26.6	31.7
U_бэ_VT₁, В	0.539	0.548	0.557
U_г = U_бэ + I_б·R_ист, В	0.6746	0.7142	0.7551

Рисунок 1.13 – Сквозная динамическая характеристика каскада на транзисторе VT1

По сквозной характеристике определяется пять значений тока коллектора:

I_max=1.013 мА, I₁=1.0065 мА, I₀=1 мА, I₂=0.9935 мА, I_min=0.9868 мА.

1.14.4 Общий коэффициент нелинейных искажений БУМ.

С учётом ООС: γ_{БУМ ОС} = γ_БУМ/F = 5.13/5360 = 0.001 %.

Поскольку γ_ТЗ=0.22%, то на генератор синусоиды остаётся:

γ _Г_sin=

2. ДВУХТАКТНЫЙ ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА БИПОЛЯРНОМ ТРАНЗИСТОРЕ

Исходные данные:

- мощность, потребляемая нагрузкой Р_н= 12,5 Вт;

- сопротивление нагрузки R_н=25 Ом;

- частота сигнала f_н=5,5 кГц;

- коэффициент нелинейных искажений γ=0,37%;

- диапазон рабочих температур: +10...+50 ^oC;

- мощный транзистор КТ819Б.

2.1 Выбор схемы

Оконечный каскад, являясь основным потребителем мощности от источника питания, вносит наибольшие нелинейные искажения. В двухтактном каскаде допускаются пульсации напряжения (тока) источника питания в (3¸5) раз больше, чем в однотактном. Если колебательная мощность не превышает 20 мВт, применяют однотактный каскад. При мощности (20¸70) мВт выгодно использовать двухтактный каскад в режиме АВ, а при большей мощности - только в режиме В.

Из трех возможных схем включения транзисторов наиболее распространенной является схема с общим эмиттером. Ее применение позволяет получить заданную выходную мощность при меньшей, по сравнению с другими схемами, затрачиваемой входной мощности. Относительно высокий уровень нелинейных искажений, являющийся основным недостатком каскада с ОЭ, не так сильно сказывается при использовании двухтактной схемы ввиду компенсации четных гармоник. Он может быть также уменьшен введением отрицательной обратной связи и подбором транзисторов с минимальным разбросом параметров.

Воспользуемся схемой двухтактного трансформаторного усилителя мощности, представленной на рисунке 2.1.

Рисунок 2.1 – Схема двухтактного трансформаторного усилительного каскада

2.2 Выбор КПД трансформатора

Выбор КПД трансформаторавыполняем по таблице зависимости КПД отмощности.

Таблица 2.1 – Зависимость КПД трансформатора от мощности

P_н, Вт 0,1 0,1-1 1-10 10-100

h_тр 0,65 0,65-0,75 0,75-0,85 0,84-0,93

Выбираем h_тр = 0,85. Диапазон изменения (0,84 – 0,93).

2.3 Проверка заданного по условию транзистора на соответствие условиям эксплуатации

В двухтактном каскаде каждый из двух транзисторов должен обеспечивать половину требуемой мощности. Исходя из этого соображения, рассчитываем необходимую допустимую мощность, рассеиваемую на коллекторе одного транзистора.

,

где h_к – КПД каскада (для транзисторов, работающих в режиме AB h_к = (0,35 ¸ 0,78)).

Выбираем КПД каскада равным h_к =0,5. Тогда:

P_к.доп.=1,1ּ0,5ּ12,5 / (0,85ּ0,5)=16 Вт;

Граничная частота транзистора должна быть в (5¸10) раз больше частоты сигнала в нагрузке:

f_гр= (5¸10)f_н=(27,5 ¸ 55)кГц.

Исходя из полученных данных, проверим транзистор КТ819Б, параметры которого для корпуса КТ25: U_кэ._max=50 В, I_к._max=15 А, I_б._max=3 А; f_гр=3 МГц >>55кГц; P_к._max=100 Вт, при Т_к≤ +25˚ С (с теплоотводом); U_кэ.отс= 2 В; h_21э=30; (h_21э_min = 20).

При повышении температуры Т_к от +25˚С до +100˚С мощность P_к._max уменьшается линейно на 1 Вт/ºС. Следовательно, при температуре окружающей среды 50 ºС мы получим следующую величину P_к._max = 100 – 1∙(50-25)=75 Вт.

Риcунок 2.2 – Выходные ВАХ

Рисунок 2.3 – Входные ВАХ

2.4 Выбор рабочей точки транзистора VT1 по постоянному току

Рабочую точку необходимо выбирать так, чтобы выполнялись следующие условия:

- напряжение питания каскада должно иметь стандартное значение E_к={9, 12, 15, 20, 24, 27, 30, 36, 40, 48, 64 и т.д.}В, при этом должно выполняться условие:

- рабочая точка по постоянному току в режиме AB обычно находится на выходных ВАХ транзистора VT1 по величине тока коллектора:

- нагрузочная прямая по постоянному току (=I) проходит вертикально вверх через точку Е_к;

- нагрузочная прямая по переменному току на выходных ВАХ не должна пересекать кривую максимальной рассеиваемой мощности.

Пользуясь входными и выходными ВАХ, выбираем положение рабочей точки транзистора, работающего в режиме АВ:

Е_к < 50/2=25 В. Выбираем Е_к=18 В.

I_к0=(0,05¸0,15)∙15=(0,75¸2,25) A. Выбираем I_к0=1 А.

Строим кривую максимальной рассеиваемой мощности Р_к_max =75 Вт используя соотношение: Р_к_max= U_кэּI_к.

Координаты рабочей точки А: I_к0= 1 A, U_кэ=E_к=18В, I_б0= 0,02 A, U_бэ0= 0,61 В.

2.5 Наклон желаемой нагрузочной прямой по переменному току VT1

Расчет 2-х тактного усилителя мощности производим таким образом, чтобы иметь запас по мощности, отдаваемой каскадом в нагрузку. Запас по мощности позволит обеспечить настройку каскада. Положение нагрузочной прямой по переменному току (~I) определяется сопротивлением согласующего трансформатора Тр2. В области средних звуковых частот схема замещения Тр2:

Рисунок 2.4 – Схема замещения Тр2 в области средних звуковых частот

Сопротивление Тр2 по переменному току в области СЗЧ равно:

R_к~=r₁+r₂’+R_н’,

где r₁ – сопротивление первичной обмотки;r₂’- приведенное сопротивление вторичной обмотки;

R_н’– приведенное сопротивление нагрузки;

n =W₂/W₁ – коэффициент передачи Тр2 (W₂,W₁ – число витков первичной и вторичной обмотки Тр2, соответственно).

Таким образом, наклон нагрузочной прямой ~I зависит от сопротивлений обмоток Тр2: r₁, r₂’, сопротивления R_н и коэффициента передачи трансформатора Тр2 – n. Из всех этих величин можно менять только коэффициент n и, тем самым, получать любое положение нагрузочной прямой по переменному току (основное преимущество трансформаторного 2-хтактного усилителя мощности).

R_к~=∆U_кэ/∆I_к,

Величины приращений определяются по нагрузочной прямой ~I:

∆I_к= i_к._max-i_к._min, DU_кэ=u_кэ_max-u_кэ_min,

где i_к._min≥0; i_к._max≤ I_к._max; u_кэ_min≥U_кэ.отс; u_кэ_max ≤U_кэ._max;

Поворачивая нагрузочную прямую влево и вправо, выбирается наиболее «высокомощный» режим. Выбираем

DI_к=6,75-1=5,75 А;

DU_кэ=18-7,5=10,5 В.

Находим угол наклона нагрузочной прямой

tgα=2ּ5,75/10,5=1,095; α=48˚

Проводим через точку А под углом α=48˚ нагрузочную прямую по переменному току.

2.6 Расчет мощности коллекторной цепи VT1

Находим требуемую мощность коллекторной цепи VT1, отдаваемую транзистором в первичную обмотку трансформатора Тр2:

Р_~1=Р_н/η_тр=15 Вт.

На выходных ВАХ выбираем DU_кэ и DI_к, такие, чтобы выполнялось условие

Р_н/η_тр≈(1/2)∙DU_кэּDI_к

Выбираем DI_к= I’_к_max-I_к0=5,4-1=4,4 А; DU_кэ= Е_к-U_кэ_min =18-10,2=7,8 В;

Р_~1=(1/2)∙DU_кэּDI_к =1/2∙4,4∙7,8 = 17 Вт.

2.7 Расчет нелинейных искажений

Нелинейные искажения определяем по амплитудам гармоник коллекторного тока, используя сквозную динамическую характеристику I_к(E_ист) и метод пяти ординат.

Сопротивление источника находим по формуле:

R_ист=1,5∙h_11э=1,5∙(DU_бэ/ DI_б) | _U_кэ=_const

На входных ВАХ (см. рис. 2.3) рассмотрим треугольник BCD, который был построен путем проведения касательной в рабочей точке А.

Получаем DU_бэ=0,7-0,5875=0,1125 В, DI_б=0,075 А. Тогда h_11э=0,1125/0,075=1,5 Ом.

R_ист=1,5∙1,5≈2,3 Ом.

Далее, перенося точки на нагрузочной прямой с выходной ВАХ на входную, рассчитываем э.д.с. эквивалентного источника питания по формуле:

Е_ист = U_бэ +I_б∙R_ист,

Данная формула вытекает из модели усилительного каскада по переменному току (см. рис. 2.5)

Рисунок 2.5 – Модель двухтактного трансформаторного усилителя мощности для полупериода входного синусоидального сигнала

Накопленные данные заносим в таблице 2.2.

Таблица 2.2 – Данные для построения динамической характеристики двухтактного трансформаторного усилителя мощности

Номер точки I_к, А I_б, А U_бэ, В E_ист, В

0,02 0,61 0,67

1,75 0,04 0,645 0,74

3,6 0,1 0,68 0,91

4,8 0,14 0,705 1,05

5,4 0,17 0,71 1,101

Строим сквозную динамическую характеристику I_к(E_ист) (см. рис. 2.6).

По сквозной динамической характеристике находим номинальные токи:

I’_max=5,4 А

I₁’=2,83 А

I₀’=1 А

Для их нахождения пользуемся следующим правилом: для определения токов необходимо определить mах и min значение входного напряжения E_ист(точки К и М соответственно на рисунке 2.6), после этого определяется среднее значение E_ист(точка N на рисунке 2.6, которая делит участок MK пополам, то есть MN=NK). Получив три значения E_истпо сквозной характеристике определяем соответствующие им три значения тока I_к(точки I´_m_ах, I´₁, I´₀ на рисунке 2.6).

Пять значений токов Iк_m_ах, I₁, I₀, I₂, Iк_min определяем, предполагая, что в одном плече каскада протекает ток в (1+b), а в другом в (1-b) раз отличающийся от номинального, причем токи второго плеча имеют обратное направление. Здесь b – коэффициент асимметрии плеч, который равен b=(0,1÷0,15).

Выбираем b=0,1. Тогда получаем:

Далее определяем амплитуды гармоник тока.

Рисунок 2.6 – Сквозная динамическая характеристика оконечного каскада.

Находим коэффициент нелинейных искажений для транзистора, работающего в режиме АВ по формуле:

.

Должно выполняться условие: γ < 15% (3,46 < 15). Если это условие не выполняется, необходимо смещать рабочую точку А вверх.

Для получения наименьшего значения коэффициента нелинейных искажений при максимальной расчетной величине I’_max смещение целесообразно брать таким, чтобы получить I₁’=0,5 I’_max. При этом амплитуда третьей гармоники будет равна нулю.

2.8 Расчет элементов температурной стабильности

По входным и выходным ВАХ определяем следующие исходные данные:

- амплитуда коллекторного напряжения: U_кэ_m=Е_к-U_кэ_min =18-10,2=7,8 В;

- амплитуда тока коллектора: I_к_m=I’_к_m_ах-I_к0=5,4-1=4,4 А;

-амплитуда тока базы: I_б_m_ах= I’_б_max- I_б0=0,17-0,02=0,15 А;

- амплитуда напряжение на базе транзистора: U_бэ_m=U’_бэ_m_ах- U_бэ0=0,71-0,61=0,1 В;

- напряжение покоя на базе: U_бэ0=0,61 В;

- ток покоя коллектора: I_к0=1 А;

-ток покоя базы: I_б0=0,02 А.

1) Сопротивление в цепи делителя базы:

R_б2= (0,1¸0,5)∙2,5=(0,25÷1,25)Ом

Выбираем R_б2 =0,3 Ом

Верхняя граница диапазона рабочих температур составляет +50 ^оС. На практике при температурах до +80 ^оС, чаще используют следующую схему:

Рисунок 2.7 – Цепочка температурной стабилизации усилительного каскада

Общее сопротивление цепочки:

R_б2 = R_p || R_T

Требуемое значение напряжения смещения обеспечивается для двух значений температуры t΄ и t˝. Погрешности для других значений температуры получаются наименьшими, если:

,

где t_max и t_min – предельные значения температуры окружающей среды.

Зная t_max=+50 ^оС и t_min=+10 ^оС, определим:

Находим

,

где В выбирается по справочнику радиолюбителя в зависимости от требуемого класса точности терморезистора. Чаще всего В=2500К. Т΄=t΄+273 K=289 К; T˝=t˝+273 K=317 К.

Далее, приняв t_o=+20 ^oC и с=2.2·10^-3 В/1 ^оС, рассчитаем:

Пользуясь значением данной формулы, рассчитываем:

.

R_р= 0,285 Ом. P_Rp= U²_бэ0/ R_р= 1,31 Вт.

Выбираем намоточный резистор R_р=0,3 Ом.

Рассчитываем номинальное значение термосопротивления для t=t_o=+20 ^oC:

,

где T_o=t_o+273 K=293 K.

Получаем:

Ом.

До температуры окружающей среды +50˚С допустимо применять диоды, которые компенсируют температурные изменения транзистора VT1. Число диодов равно количеству шунтируемых им p-n-переходов транзистора, т.е. ставим диод, у которого прямое сопротивление (0,25¸1,25) Ом, падение напряжения ≈0,61 В.

По справочнику выбираем диод КД202В, параметры которого:

U_пр.ср.=0,9 В; U_обр._max=70 В; I_пр.ср._max=3,5 А; I_обр=0,8 мА; R_пр=0,257 Ом.

2) Рассчитываем ток делителя

I_д= 5∙I_б0=5∙0,02=0,1 А.

3) Рассчитываем сопротивление резистора R_б1:

R_б1= (E_к- U_б0) / (I_д+I_б0)=(18-0,61)/0,12=145 Ом.

P_R_б1=(I_д+I_б0)² R_б1=0,0144∙145=2 Вт.

Выбираем R_б1=150 Ом.

Тогда тип R_б1: ОВС-2-150±5%.

4) Рассчитываем конденсатор С1 на f _н:

Рисунок 2.8 – Соединение резисторов и конденсатора по переменному току

Хс(f _н) << R_б1||R_б2

, отсюда:

Выбираем С1=1000 мкФ.

Тогда тип С1: К50-3-1000±20%-25.

2.9 Определение коэффициента трансформации выходного трансформатора

Унифицированные согласующие трансформаторы (УСТ) предназначены для согласования сопротивлений источника входного сигнала и нагрузки. Межкаскадные УСТ типа ТМ/Т (милливаттные / ватные) применяются для согласования 1-но тактного и 2-х тактного каскадов. Они обозначаются как ТМР_тр- i / ТР_тр- i,

где Р_тр– номинальная мощность в ВּА (0,002; 0,005; 0,01; 0,5; 0,7; 2,0; 3,0; 4,0; 6,0; 25,0),

i – номер типономинала 1, 2, …, m (14; 54; 69; 59; 69; 59; 45; 19; 30; 10 – m для соответствующей номинальной мощности).

Выходные УСТ типа ТОТ обеспечивают заданную Р_н и выпускаются 6 сериями (всего 207 типономиналов). Они обозначаются ТОТ i,

где i – номер типономинала 1, 2, …, 189, 202, …, 219 и выпускаются на типовые мощности 0,025 – 25 Вт.

В таблицах [Приложения А и Б] даны параметры этих трансформаторов.

Конкретный типономинал трансформатора выбирается по:

– мощности в нагрузке с учетом η _тр:

Р_тр ≥ Р_н/ η _тр

– коэффициенту трансформации n_тр=W₂/W₁:

n_тр ≥ n_расч.

Рис. 2.10 – Принципиальная электрическая схема выходных УСТ типа ТОТ202 – ТОТ219

Рис. 2.9 – Принципиальная электрическая схема выходных УСТ типа ТОТ36 – ТОТ189.

Рекомендуется при выборе УСТ по коэффициенту трансформации n_тр иметь в виду возможность последовательного соединения первичных и вторичных обмоток, что позволяет расширить дискретный ряд их значений.

Для трансформаторов ТОТ36 – ТОТ105 число витков равно:

W1=W2; W1’=W1’’=W2’=W2’’=0,5*W1.

Для трансформаторов ТОТ105 – ТОТ189 число витков равно:

W2=1,4*W1; W1’=W1’’=0,5*W1; W2’= W2’’=0,3*W1;

Для трансформаторов ТОТ202 – ТОТ219 число витков равно:

W2=0,7*W1; W2’= 0,14*W1; W2’’=0,26*W1.

Рассмотри пример выбора выходного УСТ.

.

В таблице (Приложение Б) необходимо учитывать следующие данные:

– входное сопротивление трансформатора R_вх.тр;

– сопротивление обмоток по постоянному току, Ом:

первичной – r₁ х 2;

вторичной – r₂ х 2;

– максимальное напряжение первичной обмотки, В U₁х 2;

– число витков первичной обмотки W₁ х 2;

– коэффициент трансформации n_тр.

Из этих данных можно получить сопротивление полуобмоток: W₁’→r₁/2; W₂’→r₂/2.

По значениям R_вх.тр = r₁+r₂/n²_тр+R_н/n²_тр и U₁ можно найти типовую мощность трансформатора Р_тр:

. (2.1)

Очевидно, что мы имеем различные варианты применения одного и того же трансформатора (даже при одинаковых коэффициентах n, мы имеем разные величины сопротивлений обмоток).

Отметим, что выбор типа межкаскадного трансформатора проще, т.к. в справочной таблице [Приложение А] приводится типовая мощность УСТ (как и в самом обозначении трансформатора). При этом также возможны вариации коэффициентов трансформации.

Находим сопротивление коллекторной цепи транзистора VT1 по переменному току (наклон желаемой нагрузочной прямой – рисунок 3.2):

R_~=Uкэ_m/Iк_m=7,8/4,4=1,77 Ом.

Коэффициент трансформации находим по формуле:

Активные сопротивления первичной и вторичной обмоток Тр2 можно определить по следующим соотношениям [ подробнее см. лит. 20 стр. 90 ]:

r_1п=0,58ּ R_~(1-η_тр)=0,58∙1,77(1-0,85)=0,154 Ом.

Ом.

Максимальное напряжение первичной обмотки равно: U₁= U_кэх2 = (7.8 х 2) В.

По полученным данным выбираем типовой выходной согласующий трансформатор ТОТ213, параметры которого:

1)Входное сопротивление: R_вх.тр = 3,7 Ом;

2) Сопротивления обмоток по постоянному току: r_1п=0,5 х 2 Ом. r_2п= 49 Ом.

3) Максимальное напряжение первичной обмотки: U₁=22 х 2 В.

4) Число витков первичной обмотки W1=90 х 2;

5) Коэффициент трансформации:

Находим типовую мощность трансформатора, используя выражение (2.1):

;

Данный трансформатор обеспечивает необходимую мощность в нагрузке.

2.10 Выбор радиатора

Находим необходимую мощность, рассеиваемую на коллекторе транзистора

,

где ; , ξ=U_кэ_m/Е=7,8/18=0,433.

Получаем:

А; В.

Вт.

Радиатор для каждого из транзисторов рассчитываем, исходя из максимальной температуры перехода Т_п_max= +125˚ С.

,

где R_ТТ =1 ˚С/Вт.

Выбираем ребристый радиатор площадью S=171 см².

Рисунок. 2.11 – Ребристый радиатор

2.11 Расчет входных параметров каскада

а) Входное сопротивление двухтактного каскада:

R_вх= h_11э=1,5 Ом.

б) Входная мощность двухтактного каскада:

P_вх= u_бэ_m∙I_б_m/2= (0,1∙0,15) / 2 = 0,0075 Вт.

в) Коэффициент усиления по мощности:

K_P = P_н / P_вх = 12,5/0,0075=1667.

г) Коэффициент усиления по напряжению:

=

д) Коэффициент усиления по току:

K_I=K_P/K_U=1667/167= 10.