Сопровождения на общий антенно-фидерный тракт

В передатчиках с раздельными усилительными трактами сигналов изображения и звукового сопровождения необходимо обеспечить независимую работу на общую антенно-фидерную систему. Непосредственно подключить их к общему фидеру нельзя, т.к. вследствие взаимного влияния выходные ступени испытывают перегрузки, что приводит к появлению нелинейных искажений и перекрёстной модуляции. Независимая работа в этом случае обеспечивается с помощью разделительного фильтра (см. рис.10.2).

Разделительные фильтры создаются с использованием мостов на коаксиальных линиях. В качестве примера два варианта таких мостов представлены на рисунках 10.8 и 10.10. Первый из них состоит из двух квадратных мостов с внутренними резонаторами.

Рисунок 10.8 – Разделительный фильтр с двумя мостами и

режекторными резонаторами.

 

Каждая сторона мостов выбирается равной четверти длины волны, соответствующей частоте fф, которая располагается между средней частотой канала изображения fср и несущей канала звукового сопровождения fзв (см. рис.10.9).

Рисунок 10.9 – Резонансные частоты разделительного

фильтра с режекторными резонаторами.

В точках объединения мостов (2,3) включаются резонаторы, представляющие собой разомкнутые отрезки коаксиальных линий длиной λзв/2. От одного края каждого резонатора до точки объединения расстояние выбирается равным λср/4.

В узлах 2,3 полуволновые разомкнутые резонаторы имеют большое сопротивление на частоте fзв и не влияют на прохождение сигналов передатчика звукового сопровождения. На частоте fср четверть-волновые разомкнутые резонаторы создают в узлах 2 и 3 режим короткого замыкания, поэтому сигнал передатчика изображения (ПИ) проходит непосредственно в антенно-фидерный тракт, т.к. горизонтальные плечи его моста представляют собой четверть волновые короткозамкнутые отрезки линий с очень большим входным сопротивлением («металлические изоляторы»).

Сигнал передатчика звукового сопровождения (ПЗ) проходит в антенный фидер через узлы 4 – 2 – 3 – 6. На вход ПИ сигнал ПЗ попадает двумя путями через узлы 4 – 2 – 1, и 4 – 5 – 6 – 1. Поскольку разность этих путей ≈ λзв/2, кажущееся сопротивление для fзв в узле 1 со стороны узла 2 будет близким к 0, а входное сопротивление линии 2 – 1 очень велико. Аналогично в сторону балластной нагрузки сигнал ПЗ проходит по направлениям 4 – 5 и 4 – 2 – 3 – 5, также с разностью ≈ λзв/2. Таким образом, входное сопротивление отрезка 4 – 5 для частоты fзв также очень велико. Таким образом, в узлы 1 и 5 сигнал от ПЗ попадает лишь вследствие неравенства fзв ≠ fф. От передатчика ПИ сигнал проходит к ПЗ также только вследствие неравенства fср ≠ fф. Мощность передатчиков, которая проходит через развязывающие цепи, поглощается в балластной нагрузке.

Поскольку различие резонансных частот фильтра обычно не превышает 2 ÷ 8 %, фильтр рассмотренного типа обеспечивает взаимную развязку передатчиков порядка 35 ÷ 40 дБ.

Рисунок 10.10 – Развязывающий фильтр на квадратурных мостах.

 

Развязывающий фильтр, представленный на рисунке 10.10 собран на двух квадратурных мостах (М1, М2) и полосно-заграждающих фильтрах (ПЗФ). Резонаторы ПЗФ настраиваются таким образом, что граничные частоты полосы задержания точно соответствуют полосе канала изображения и не препятствуют прохождению сигнала звукового сопровождения.

 

Сигнал передатчика изображения с помощью моста М2 расщепляется на две квадратурные составляющие (со сдвигом по фазе 90 ⁰), которые, отражаясь от ПЗФ, складываются на входе в фильтр гармоник (ФГ) и взаимно компенсируются на выходе ПИ. Часть мощности ПИ, которая всё таки проникает через ПЗФ, поглощается в балластной нагрузке моста М1 и компенсируется на выходе ПЗ.

Сигнал передатчика звукового сопровождения с помощью моста М1 также расщепляется на квадратурные составляющие, которые свободно проходят через ПЗФ и складываются на входе ФГ. На выходе ПИ они взаимно компенсируются.

Важным достоинством такой схемы является возможность дополнительной фильтрации нижней боковой полосы сигнала изображения, которая частично регенерируется за счёт нелинейных искажений в усилительном тракте ПИ. Составляющие регенерированной боковой полосы не задерживаются ПЗФ и поглощаются в балластной нагрузке моста М1 не возвращаясь в антенно-фидерный тракт.

К недостаткам такой схемы следует отнести весьма жёсткие требования к ПЗФ, т.к. неравномерность их амплитудно-частотных и нелинейность фазо-частотных характеристик существенно искажает амплитудно-частотную характеристику канала изображения.

По уровню развязки передатчиков телевизионной радиостанции этот разделительный фильтр не хуже предыдущего.

 

 

11 Радиопередатчики цифровой информаци и

 

Исторически передача информации на расстоянии впервые осуществлялась (в современном понимании) именно в цифровой форме. Таковыми безусловно были «азбука» Морзе, телеграфный код Боде, при использовании которых передача информации осуществлялась в виде последовательности токовых и безтоковых посылок. В современном понимании цифровой сигнал это последовательность элементарных символов, обозначаемых как «0» и «1», сочетание которых в определённом порядке (коде) позволяет зашифровать и передать практически любую информацию. Элементарный символ получил название «бит», а группа символов из 8 битов (2³) образовали своеобразное слово «байт». 1024 байта (2¹⁰) назвали «килобайт»; 2¹⁰ килобайт – «мегабайт», и т.д. - «гигабайт», «терабайт»….

Скорость передачи цифровой информации оценивается числом битов (байтов) передаваемых в секунду. Единица измерения скорости при телеграфии получила название «бод» (бит/с). В литературе, посвящённой передаче цифровой информации, на ряду с термином бод используются термины бит/с, кбайт/с и т.д.. Следует иметь в виду, что в современных телекоммуникационных системах понятие бод и бит/с не совпадают, т.к. в таких системах одному символу могут соответствовать десятки – сотни битов инфор-мации. Кроме этого, бодами выражают полную ёмкость канала, включая служебные символы (биты), если они есть. Эффективная же скорость канала выражается, например битами в секунду (бит/c, bps), несущими основную информацию.

Для передачи цифрового сигнала по радиоканалу его необходимо перенести на несущую частоту. Этот процесс осуществляется аналогично модуляции и называется «манипуляция» (используется и термин «телеграфия»). Соответственно возможна амплитудная телеграфия (АТ), частотная (ЧТ), фазовая (ФТ). Возможны и комбинированные способы манипуляции, например амплитудно-фазовая.

 

Амплитудная манипуляция

Амплитудная манипуляция, именуемая в зарубежной и переводной литературе как ASK (amplitude switching key), относится к простейшему виду манипуляции, применяемому в очень редких, как правило, экстремальных ситуациях.

На рисунке 11.1 представлена форма спектра исходного информационного сигнала для случая периодической и случайной последовательностей 0 и 1. В первом случае спектр цифрового сигнала имеет дискретный характер, в котором отсутствуют гармоники битовой частоты F=1/T (или чётные гармоники частоты импульсной последовательности F/2). Во втором случае, спектр - сплошной. При этом огибающая спектра описывается выражением 11.1.

(11.1)

 

Рисунок 11.1 – Спектры битовой последовательности

Способ осуществления АТ иллюстрируется рисунком 11.2 и заключается по существу в амплитудной модуляции несущего колебания импульсным сигналом.

Рисунок 11.2 – Амплитудная манипуляция

 

Спектр импульсов прямоугольной формы теоретически бесконечен и не пригоден для передачи по каналам с ограниченной полосой. Поэтому импульсы «скругляют» существенно ограничивая полосу их спектра с помощью фильтров нижних частот. В качестве таких фильтров часто используют фильтры с «гауссовской» характеристикой, которые превращают прямоугольные импульсы в колоколообразные, как показано на рисунке 11.3.

Спектр амплитудной манипуляции формируется также как спектр амплитудной модуляции.

Рисунок 11.3 – Спектры при амплитудной манипуляции

 

В передатчике амплитудную манипуляцию осуществляют одновременно в двух ступенях усилительного тракта по цепи смещения на управляю-

 

щем электроде АЭ. Это необходимо в связи с тем, что при манипуляции одной ступени на управляющем электроде АЭ остаётся немодулированное напряжение возбуждения, которое через проходную ёмкость закрытого АЭ проходит к последующим усилительным каскадам и в результате значительного усиления может полностью перекрыть паузу между радиоимпульсами. При манипуляции в двух ступенях на входе второй из них возбуждение практически отсутствует; в результате обеспечивается надежное запирание в паузах всего передатчика.

Режим работы усилительных каскадов передатчика при АТ выбирают слабо перенапряжённым, в котором происходит ограничение сигнала по амплитуде выходного напряжения. Тем самым обеспечивается стабильность уровня радиоимпульсов и устраняется фоновая модуляция по управляющему электроду АЭ. При этом, однако, существенно повышаются требования к характеристикам источника коллекторного питания выходной ступени, т.к. переходные процессы в фильтре выпрямителя могут привести к значительному искажению формы радиоимпульса, а при колебательном переходном процессе возможно даже его дробление. Эта особенность иллюстрируется рисунком 11.4.

Рисунок 11.4 – Переходный процесс в источнике

коллекторного питания

 

К достоинствам АТ можно отнести простоту практической реализации. Основной недостаток - очень низкая помехоустойчивость, т.к. в паузах радиосигнала помеха может изменить значение бита информации (например, с 0 на 1).

 

Частотная манипуляция

При частотной манипуляции (ЧТ, FSK) 0 и 1 соответствуют различные значения несущей частоты при постоянной амплитуде. Отсутствие пауз в сигнале существенно повышает отношение сигнал/помеха, что и определяет преимущество ЧТ перед АТ.

Простейший вариант реализации ЧТ представлен на рисунке 11.5.

Рисунок 11.5 – Частотная манипуляция

Телеграфный ключ S в соответствии с последовательностью 0 и 1 переключает на вход усилителя мощности частоты генераторов f1, f2. Причём 0 обычно соответствует меньшая из них. Поскольку генераторы в такой схеме работают независимо друг от друга, в момент перехода от одной частоты к другой происходит скачкообразное изменение фазы, т.е. помимо частотной манипуляции возникает паразитная фазовая манипуляция. Это приводит к заметному расширению полосы частот занимаемых сигналом.

На практике используется другая схема ЧТ, в которой исключается разрыв фазы в момент изменения частоты. Такая схема представлена на рисунке 11.6.

Рисунок 11.6 – Схема ЧТ без разрыва фазы

 

На вход смесителя (СМ) от высокостабильного возбудителя подаются две частоты f и Δf. На выходе смесителя получают две частоты со сдвигом 2Δf. Информационный битовый поток переключает эти частоты с помощью электронного коммутатора (ЭК). В результате на выходе ЭК (в узле «а»)частотная манипуляция ни чем не отличается от ЧТ в схеме на рисунке 11.5, т.е. манипуляция происходит с разрывом фазы. Чтобы устранить скачки фазы в моменты перехода с одной частоты на другую, в схему введён управляемый автогенератор (ГПД), частота которого приводится к частотам f ±Δf c помощью системы автоподстройки, включающей смеситель (СМ), фильтр нижних частот (Ф) и управляющий элемент (УЭ). Аналогичные системы автоподстройки частоты уже рассматривались в разделах 5 и 9.

Поскольку контур автогенератора является инерционной системой, напряжение на его выходе не может измениться скачком при смене частоты. В результате паразитная фазовая модуляция устраняется.

Для анализа спектра частотной манипуляции представим сигнал ЧТ в виде суммы двух сигналов с амплитудной манипуляцией (см. рисунок 11.7) на разных несущих частотах. Спектр каждого из этих сигналов нам известен из раздела 11.1. Суммируя спектры сигналов с АТ, получим спектр частотной манипуляции.

Рисунок 11.7 – Спектр частотной манипуляции

 

Анализируя спектр ЧТ, можно сделать вывод, что сдвиг частот 2Δf не должен превышать полосы частот, занимаемых спектром составляющих его сигналов АТ’ и АТ”. В противном случае, наложение спектров 0 и 1 друг на друга будет создавать взаимные помехи при приёме.

Наложение спектров допустимо лишь в случае ортогональности сигналов АТ’ и АТ” на интервале Т. Для этого необходимо выполнить условие

Вычисляя интеграл, получим

Поскольку (ω2+ω1) >> (ω2 -ω1), вторым слагаемым в полученном выражении можно пренебречь. В результате получаем условие ортогональности (взаимной независимости) сигналов АТ’ и АТ” в виде.

sin2π (f2 -f1) T = sin4πΔf∙T=0 или

2Δf=n/2T (11.2)

Здесь n – любое целое число. Таким образом, минимальный сдвиг частот, при котором обеспечивается ортогональность сигналов АТ’ и АТ” равен 1/2Т (напомним, что Т – длительность элементарной посылки).

Частотная манипуляция с таким сдвигом частот получила название «минимальная частотная манипуляция» (MSK). Этот вид манипуляции широко используется в системах мобильной радиосвязи (GSM, DECT).