Автономні інвертори напруги

 

5.1. Класифікація інверторів

У керованих випрямлячах енергія може передаватися з мережі живлення в навантаження і назад. У рухомому режимі навантаження (ЕД) перетворювач виконує функції випрямляча, передаючи двигуну потужність з мережі. При переході машини в режим генератора ТП перетворює енергію постійного струму і передає її в мережу змінного струму. Тому що частота, число фаз і форма напруги на виході визначаються мережею такий перетворювач називають інвертором відомим мережею (см. розділ 2).

Іншим типом інвертора є автономний інвертор. Споживачем енергії автономних інверторів є навантаження змінного струму, яке не має інших джерел живлення, окрім самого автономного інвертора. Частота інвертуючої напруги визначається тільки частотою перемикання комутуючих напівпровідникових ключів. У залежності від режиму роботи джерела живлення інвертора і особливостей протікання в ньому електромагнітних процесів розрізняють:

а) автономні інвертори напруги;

б) автономні інвертори струму;

в) автономні резонансні інвертори.

 

Автономні інвертори застосовують:

- в електроприводі, як елемент перетворювачів частоти для керування електродвигунами змінного струму;

- в електропостачанні, для перетворення постійної напруги в змінну;

- як аварійні джерела електроживлення і т.д.

Принцип роботи, характеристики і аналіз електромагнітних процесів розглянемо на прикладі пристроїв виконаних на транзисторної елементної базі.

 

 

5.2. Автономні інвертори напруги з постійними кутами провідності силових елементів

 

5.2.1. Однофазний автономний інвертор напруги (АІН)

 

Транзисторні автономні інвертори можуть бути виконані по однофазній або багатофазній схемах. Найбільше широко застосовуються однофазна схема зі середньою точкою, однофазна і трифазна мостові схеми.

На рис. 5.1,а представлено однофазний інвертор, який виконаний за мостовою схемою. Він містить чотири транзистора VT1...VT4 і чотири некерованих діода VD1...VD4. На одну діагональ моста подається постійна напруга живлення U_d, до іншої діагоналі підключене активно-індуктивне навантаження Z_н. Керуючі імпульси, які формуються системою керування, подаються на бази транзисторів. Це викликає почергове переключення пар транзисторів VT1, VT2 і VT3, VT4. У результаті на навантаженні формується прямокутна двополярна напруга U_н (рис. 5.1,б), амплітудне значення якої приблизно дорівнює напрузі джерела живлення.

 

 

 

 

а. б.

 

Рис. 5.1. Схема однофазного АІН (а) та діаграми напруг і струмів (б)

 

При активному навантаженні (Z_н = R_н) форма струму i_н є також прямокутною. При роботі інвертора на машину змінного струму навантаження носить активно-індуктивний характер, а струм навантаження змінюється по експоненті (рис. 5.1,б).

В моменти перемикання транзисторів і виникає ЕРС самоіндукції, яка підтримує колишній напрямок струму. При відсутності діодів VD1... VD4 це викликало би перенапругу і пробій транзисторів. У зв'язку з цим кожен з приладів шустується вентилем. Наприклад, при транзистори VT1, VT2 вмикаються, а VT3, VT4 - вимикаються. Завдяки наявності діодів, ЕРС самоіндукції викликає струм , який протікає в ланцюзі ( - VD4 - C₀ -VD3 - ) назустріч струму джерела живлення . В результаті струм джерела живлення зменшується і змінює знак. Негативні ділянки кривої струму відповідають віддачі в джерело живлення електромагнітної енергії накопиченої в індуктивності навантаження.

Аналогічне явище відбувається в момент , коли транзистори VT3, VT4 вимикаються, а VT1, VT2 - вмикаються.

 

 

5.2.2. Трифазний автономний інвертор напруги при симетричному керуванні

 

На рис. 5.2 зображена схема трифазного мостового інвертора напруги, який працює на машину змінного струму. Статорна обмотка машини може бути з'єднана в “трикутник” або “зірку”.

 

Рис. 5.2. Схема трифазного мостового автономного інвертора напруги

Параметри вихідної напруги і струму інвертора залежать від способу з'єднання фазних обмоток машини і алгоритму перемикання ключів. Найчастіше використовують два виду алгоритмів, при яких кут провідності транзисторів l залишається постійним і складає 180 ел. град. (симетричне керування) або 120 ел. град. (несиметричне керування).

Розглянемо процеси, що протікають в інверторі при l = 180 ел. град. і з'єднанні фазних обмоток двигуна в “трикутник” і “зірку”.

На рис. 5.3 показані діаграми провідного стану транзисторів інвертора, з яких видно, що керуючі імпульси тривалістю 180 ел. град. подаються зі зрушенням 60 ел. град. Імпульси на протилежні транзистори (VT1, VT2; VT3, VT4; VT5, VT6) надходять у протифазі. У кожен момент часу проводять завжди три транзистори. Наприклад, на інтервалі 0- проводять транзистори VT1, VT4, VT5, а інші - VT2, VT3, VT6 - вимкнуті. На інтервалі - ввімкнути транзистори VT1, VT4, VT6 і т.д. Тому що тривалості провідного і ввімкненого стану кожного транзистора рівні, таке керування інвертором називається симетричним.

При з'єднанні навантаження в “трикутник” (рис. 5.2) і при симетричному керуванні в кожен момент часу до джерела живлення підключені тільки дві фази навантаження, а третя замкнута накоротко. Розглянемо процес формування напруги на навантажені на прикладі фази А.

На інтервалі 0- проводять транзистори VT1, VT4, VT5 (рис. 5.3). До фаз A та B прикладена напруга джерела живлення, а фаза С замкнута накоротко транзисторами VT1 і VT5 (рис. 5.4,а). На інтервалі - відбувається вимкнення транзистора VT5 і починає проводити транзистор VT6.

На інтервалі - замкнута накоротко фаза В, а до фаз A і C прикладена напруга джерела живлення U_d (рис. 5.4,б). У наступний проміжок фаза A закорочена транзисторами VT1, VT3, а напруга на ній дорівнює нулю (рис. 5.4,в).

На інтервалі транзистор VT1 замикається, фаза А підключається до джерела живлення за допомогою транзисторів VT2, VT3. Вихідна напруга фази А змінює знак і залишається постійною до моменту . На інтервалі ³ ³ фаза А знову замикається накоротко транзисторами VT2, VT4. У момент у схемі виявляються ввімкнутими транзистори VT1, VT4, VT5, а навантаження підключається до джерела живлення і процеси формування напруги на навантаженні повторюються.

Як видно з рис. 5.3, фазна напруга на навантаженні має прямокутну форму тривалістю в 120 ел. град. і паузою 60 ел. град. Напруги на інших фазах (B, C) формуються аналогічні напрузі на фазі A і зрушені до на 120 ел. град. і 240 ел. град., відповідно. Миттєві значення фазних струмів можна визначити при рішенні двох диференціальних рівнянь, записаних для інтервалів 0 £ £ 2p/3 і 0£ £ p/3.

 

Рис. 5.3. Діаграми провідного стану транзисторів і формування

напруги на навантаженні при з’єднані фаз у “трикутник”

У зв'язку з цим кожний з фазних струмів буде мати дві складові: - струм, споживаємий від джерела живлення та - струм, який викликаний ЕРС самоіндукції і протікає по короткозамкнутої фазі, минаючи джерело живлення. На рис. 5.5,а показана форма фазної напруги на навантажені , а на рис. 5.5,б - 5.5,г криві струмів і напруг в інших фазах.

Як видно з рис. 5.5,е,ж, струм , споживаний від джерела живлення, пульсує c частотою, яка перевищує частоту вихідної напруги в шість разів. Під час 1/6 періоду ланцюг лінійного струму є загальним з ланцюгом джерела живлення. Миттєве значення струму знаходиться при підсумовуванні струмів усіх фаз.

Середня величина струму , а також форма фазних і лінійних струмів залежить від коефіцієнта потужності навантаження c. При високих значеннях c (суцільні криві на рис. 5.5,б-д) реактивний струм навантаження не повертається в джерело живлення, а цілком споживається фазами навантаження. Наприклад, на інтервалі фаза С замкнута і струм у ній протікає в колишньому напрямку. У перший момент після перемикання транзисторів VT5 і VT6 струм у фазі С зберігає колишній напрямок і проходить: через фазу А, транзистори VT3, VT5 (діод VD5). Таким чином, реактивний струм фази С складає частина струму фази А, а це обумовлює споживання меншого струму від джерела живлення (рис. 5.5,е).

При зниженні коефіцієнта потужності навантаження c зростає запас електромагнітної енергії, накопиченої у фазі С. Це приводить до збільшення реактивного струму у фазі А у порівнянні зі складової струму, споживаного від джерела живлення. У цьому випадку залишок електромагнітної енергії повертається в джерело живлення через діоди VD2 і VD5, струм i_п змінює свій знак (пунктирні криві на рис. 5.5,б- 5.5,д,ж). Граничне величина c між зазначеними режимами визначається струмом фази, яка була замкнута перед ввімкненням на джерело живлення (фаза С).

 

Рис. 5.5. Діаграми миттєвих значень напруги та струмів

Якщо в момент часу Wt₄ величина реактивного струму і_рс менше струму фази A він цілком замикається через фазу A, не повертаючись до джерела живлення. При цьому величина ЕРС самоіндукції менше напруги джерела живлення . Зі зменшенням значень коефіцієнта потужності навантаження c зростає ЕРС самоіндукції. Коли її величина перевищує напругу джерела живлення , значення реактивного струму і_рс фази С стає більше струму фази А (рис. 5.5,г), а реактивний струм протікає через джерело живлення зустрічно його напрузі. Граничне значення c знаходиться з умови рівності реактивного струму фази С і струму фази А в момент часу Wt = Wt₄

 

; (5.1)

 

. (5.2)

 

При виконанні нерівності (5.1) реактивний струм навантаження цілком передається від фази до фази. Якщо виконується друга нерівність (5.2) струм в ланцюзі джерела в момент комутації транзисторів змінює напрямок. У цьому випадку лише частина реактивної потужності фази, яка перемикається, віддається іншій фазі, а інша частина повертається до джерела живлення.

При l = 180 ел. град. навантаження завжди зв'язане з джерелом живлення, і тому форма кривої вихідної напруги автономного інвертора не залежать від коефіцієнта потужності навантаження при з'єднанні її в “трикутник” або “зірку”.

При з'єднанні навантаження в “зірку” у будь-який момент часу до джерела живлення підключаються усі три фази навантаження (рис. 5.2). При цьому кожна фаза з'єднана послідовно з двома іншими, з'єднаними паралельно, або паралельно з іншою фазою і послідовно з третьою (рис. 5.6). Процес формування фазної і лінійної напруг розглядається на інтервалах, як у випадку з’єднання фаз у “трикутник”. Форма напруги фази А на навантаженні приведена на рис. 5.7.

Криві напруг , фаз B, C аналогічні зображенню на рис. 5.7, але зрушені на 120 ел град. і 240 ел. град, відповідно. Вони представляють собою багатоступінчасті криві, симетричні щодо осі Wt.

Лінійна напруга може бути побудована як різниця фазних напруг і . Форми кривих фазної напруги при з'єднанні навантаження в “трикутник” і лінійної напруги при з’єднані в “зірку” , збігаються. Криві лінійних струмів аналогічні зображеним на рис. 5.5,д. У даному випадку справедливі співвідношення 5.1 і 5.2, а також характер електромагнітних процесів, що протікають при виконанні цих нерівностей (суцільна і пунктирна криві на рис. 5.5,д-ж).

5.2.3. Трифазний інвертор напруги при несиметричному керуванні

 

Нормальна робота автономного інвертора при l = 180 ел. град. може бути порушена при кінцевої, досить великої тривалості переднього і заднього фронтів імпульсу колекторного струму. У цьому випадку протилежні транзистори (VT1, VT2; VT3, VT4 і т.д.) можуть проводити одночасно, що викликає коротке замикання та зрив процесу інвертування. Підвищення надійності і зменшення втрат у транзисторах досягаються при введенні паузи між вмиканням і вимкненням протилежних транзисторів. Найбільше просто може бути отримана пауза тривалістю 60 ел. град. У цьому випадку транзистор проводить 120 ел. град. і закритий 240 ел. град. (l = 120 ел. град.). На рис. 5.8,а показана тимчасова діаграма провідного стану транзисторів (імпульсів керування), що забезпечує кут провідності транзисторів l =120 ел. град.

Вмикання транзисторів відповідно до їх номерів відбувається через кожні 60 ел. град. У схемі в кожен момент часу ввімкнуті два транзистора протилежних груп, але в одній приналежній фазі. Наприклад, на інтервалі проводять транзистори VT1, VT4, далі в проміжку - транзистори VT1, VT6 і т.д. Інтервали провідності транзисторів, що належать одній фазі (VT1, VT2; VT3, VT4; VT5, VT6) (см. рис. 5.2), відстоять друг від друга на 60 ел. град. (рис. 5.8). Тому що часи ввімкнутого і вимкненого станів кожного транзистора не однакові, дане керування автономним інвертором називається несиметричним.

На відміну від інвертора з кутом провідності транзисторів l = 180 ел. град. при несиметричному керуванні форма вихідної напруги залежить від величини коефіцієнта потужності навантаження c. У зв'язку з цим процеси, які протікають в автономному інверторі при з'єднанні обмоток двигуна “трикутником” і “зіркою”, розглядаються для різних значень c.

 

 

Рис. 5.7. Діаграми провідного стану транзисторів і формування

напруги на навантаженні при з’єднані фаз у “зірку”

 

Рис. 5.8. Діаграми формування напруг на навантажені

при несиметричному керуванні

Робота трифазного інвертора з l = 120 ел. град. на активне навантаження. При з'єднанні активного навантаження в “трикутник” у кожен момент часу до джерела живлення підключаються усі три фази. На відміну від симетричного керування (l = 180 ел. град.) ні в один з циклів перемикання транзисторів фаза навантаження не може бути замкнута накоротко. Розглянемо процес формування фазної (лінійної) напруги фази А ().

На інтервалі ввімкнуті транзистори VT1 і VT4. При цьому фаза А включена паралельно джерелу живлення і послідовно з'єднаним фазам В і С. Напруга фази А дорівнює U_d і залишається постійною у даному інтервалі часу. В наступний проміжок ввімкнутими виявляються транзистори VT1 і VT6, а фаза А, з послідовно включеною фазою В, підключається паралельно джерелу живлення і фазі С. Напруга стрибком зменшується до величини = U_d/2.

На інтервалі вимикається транзистор VT1 і вмикається VT3. Транзистори VT3, VT6 утворять ланцюг, у якій фаза А з'єднана послідовно з фазою С. Послідовно з'єднані фази включаються паралельно фазі В і джерелу живлення. Значення напруги таке ж, як і в попередній проміжок, але має протилежну полярність. Подальше формування негативної напівхвилі напруги фази А відбувається так само, як у позитивний напівперіод, і закінчується в момент часу .

При з'єднанні активного навантаження в “зірку” до джерела живлення підключені завжди тільки дві фази, а третя виявляється відключеною. Форма напруги може бути представлена як різниця фазних напруг і .

5.2.3. Трифазний інвертор напруги при несиметричному керуванні та роботі на обмотку машини змінного струму

При роботі автономного інвертора на статорну обмотку машини алгоритм підключення навантаження транзисторами до джерела живлення зберігається. Однак процеси формування вихідної напруги інвертора істотно різні.

Включення фазних обмоток машини у “трикутник”. У проміжок напруга на фазі А дорівнює U_d (рис. 5.9,а). В момент часу відбувається вимкнення транзистора VT4 і вмикання VT6 (рис. 5.8). Вимкнення VT4 викликає ЕРС самоіндукції в обмотках, яка підтримує колишній напрямок струму в обмотках. Індуктивний струм фази В замикається через діод VD6, джерело живлення, діод VD3. Струм фази А проходить по шляху “VT1-Z_a-VD3-Z_a”. Таким чином, у розглянутий момент часу фаза А виявляється замкнутою накоротко в проміжку і вихідна напруга . Фаза В підключається до джерела живлення діодами VD3 і VD6, а напруга на ній дорівнює U_d. Значення кута залежить від величини електромагнітної енергії, запасеної в обмотках машини та обумовленої величиною c. Якщо виконується нерівність: 0,528 < c < 1, запасена енергія розсіюється за час, який менше ніж 1/6 періоду вихідної напруги. При цьому через інтервал часу ЕРС самоіндукції зменшується на стільки, що струм у фазі В, який протікає від джерела живлення через транзистори VT1 і VT6, стає рівним струму фази А (). Діод VD3 закривається і Za, Zb виявляються з'єднаними послідовно. Вихідна напруга стрибком зростає до величини U_d/2.

При транзистор VT1 вимикається, а VT3 вмикається (рис. 5.9). За рахунок ЕРС самоіндукції відкриваються діоди VD2 і VD3, а до фази А прикладається напруга U_d протилежної полярності. Фаза C у цей момент замкнута накоротко по ланцюзі, утвореному діодом VD2 і транзистором VT6. Діоди VD2 і VD3 проводять на інтервалі часу , після чого вони вимикаються, а фази А і С з'єднуються послідовно. Напруга зменшується до значення (-U_d/2) і далі не змінюється. В інтервалі фаза А підключається паралельно джерелу живлення через транзистори VT2, VT3 і = -U_d. При діод VD4 разом із транзистором VT2 утворює короткозамкнутий ланцюг, а = 0. Через проміжок часу фаза А з'єднується послідовно з фазою В, а напруга = - U_d/2.

На інтервалі часу фаза А підключається паралельно джерелу живлення через діоди VD1, VD4. Напруга зростає до значення +U_d. Фаза С, яка перед цим була включена на джерело живлення, замикається накоротко через діод VD1 і транзистор VT5. При зменшенні ЕРС самоіндукції діод VD1 вимикається, а фаза А виявляється з'єднаної послідовно з фазою С. Напруга дорівнює U_d/2. Далі при часі процеси формування вихідної напруги повторюється.

Крива лінійного струму зображена на рис. 5.9,б, з якої слідує, що при 0,528 < c < 1 струм у ланцюзі переривчастий. При подальшому зменшенні коефіцієнта потужності, коли його значення стають менше граничної величини (c < 0,528), запасена електромагнітна енергія розсіюється за час, який дорівнює 1/6 періоду напруги джерела живлення. Інтервал відсутності лінійного струму відповідає інтервалу часу (рис. 5.9,б). Фазна (лінійна) напруга має форму аналогічну напруги при умові l = 180 ел. град. і включенні навантаження в “трикутник” (рис. 5.3).

Включення фазних обмоток машини у “зірку”. Розглянемо процес формування кривої фазної і лінійної напруг для випадку 0,528 £ c < 1, тобто в області переривчастих струмів. У випадку ввімкнуті транзистори VT4 і VT5 (рис. 5.8). Струм, який споживається від джерела живлення протікає по послідовно з'єднаним фазам В і С.

Рис. 5.9. Діаграми формування напруг на навантажені при несиметричному

керуванні та роботі на обмотки машини змінного струму

У момент часу транзистор VT5 вимикається, а VT1 вмикається (рис. 5.8). При запиранні VT5 в обмотках двигуна виникає ЕРС самоіндукції, яка підтримує колишній напрямок струму. Реактивний струм замикається через VD6 - джерело живлення - VD3. При цьому виявляються одночасно відкритими транзистор VT4 і діод VD6. Фази В і С з'єднуються паралельно між собою і послідовно з фазою А, подібно схемі, зображеної на рис. 5.6,б. Тому фазна напруга дорівнює (рис. 5.9,в), а напруга на фазі В дорівнює .

Зазначене з'єднання має місце, поки не розсіється запасена в обмотках електромагнітна енергія. Через інтервал часу діод VD6 закривається, фаза С відключається від джерела живлення, а фази А та В з'єднуються послідовно. Напруга стрибком зменшується до величини U_d/2 (рис. 5.9,в) і залишається далі постійною в інтервалі часу .

При відбувається запирання VT4 і вмикання VT6. Через ЕРС самоіндукції вмикається діод VD3, а фази А і В з'єднуються паралельно та послідовно з фазою С. Тому в проміжку часу напруга фази А дорівнює 1/3U_d. При запиранні VD3, фази А і С включаються послідовно, а напруга: = U_d/2.

В інтервалі часу за рахунок ЕРС самоіндукції фази А виявляється відкритим діод VD2, а фаза А з'єднується через VT6 паралельно з фазою С і послідовно з фазою В. Напруга негативна і дорівнює 1/3U_d. Далі до моменту часу фаза А відключена від джерела живлення і = 0. При починається формування другого півпериода фазної напруги так само, як і першого. Формування закінчується в момент часу Wt = Wt₆ (рис. 5.9,в). Криві фазних напруг , аналогічні кривої напруги і зрушені відносно її на 120 ел. град. і 240 ел. град., відповідно. Лінійна напруга має вигляд, представлений на рис. 5.9,а. Крива лінійного (фазного) струму зображена на рис. 5.9,г.

При зменшенні коефіцієнта потужності до граничного значення ( = 0,528) в інтервалі 0 £ c £ 0,53 збільшується запас електромагнітної енергії в обмотках машини. Струм стає безперервним ( = p/3, = 0) (рис. 5.9,а-г), а форми фазної і лінійної напруг аналогічні відповідним кривим фазних напруг і при з'єднанні навантаження “зіркою” і “трикутником” (l = 180 ел. град.), (см. рис. 5,3; рис. 5.7.).

Коефіцієнт викривлення для даних кривих складає = 0,955. Тому граничне значення коефіцієнта зрушення по першій гармоніці дорівнює: cosj₁ = / = 0,528 / 0,955 = 0,552. Тоді нерівності (5.1) і (5.2) можна записати у вигляді

 

0,552 £ cosj₁ £ 1; (5.3)

 

0 £ cosj₁ £ 0,552. (5.4)

 

Несинусоидальність кривої вихідної напруги автономного інвертора приводить до погіршення характеристик машини. Для кількісної і якісної оцінки параметрів машини при живленні її від автономного інвертора необхідно знати зміст вищих гармонік у кривій напруги живлення. Це може бути виконане шляхом розкладання вихідної напруги в ряд Фур'є. Тому що всі криві, представлені нарис. 5.3, 5.5, 5.7 – 5.9 задовольняють умовам симетрії і непарності, загальна формула розкладання має вигляд:

 

, (5.5)

 

де A – амплітудне значення функції; – кут, який відповідає відстані від початку відліку; = 1, 3, 5...- номер гармоніки з непарної послідовності чисел.

Запишемо вираз (5.5) для трьох окремих випадків:

а). Для кривої напруги, зображеної на рис. 5.1,б, маємо (A = U_d, = 0)

 

(5.6)

 

Вираз (5.6) містить усі непарні гармоніки, у тому числі і кратні трьом. При з'єднанні навантаження в “трикутник” утворюється короткозамкнутий контур по третій гармоніці, що неприпустимо.

б). Для вихідної напруги інвертора (рис. 5.3) одержимо (A = U_d,, = p/6):

 

(5.7)

 

в). Криву напруги, яка зображена на рис. 5.7 можна представити як суму прямокутних імпульсів, відповідно з амплітудами b = і c = , та тривалістю . При = 0 і = p/3 маємо:

 

(5.8)

 

З формул (5.7) і (5.8) видно, що на відміну від (5.6), криві вихідної напруги трифазних автономних інверторів не містять гармонік, кратних трьом. Це приводить до меншого погіршення робочих характеристик машини.

Для поліпшення гармонійного складу напруги використовується також алгоритм керування, при якому кут провідності силових керованих елементів інвертора дорівнює l = 150 ел. град., або шіротно – імпульсну модуляцію.

Зроблений аналіз робочих процесів у транзисторних інверторах дозволяє зробити висновки:

а) незважаючи на порівняльну розмаїтість схем і способів керування при постійних кутах провідності транзисторів, вихідні напруги мають п'ять основних форм, причому форма кривої фазної напруги при з'єднанні навантаження в “трикутник” збігається з формою кривої лінійної напруги при включенні навантаження в “зірку”;

б) форма фазних напруг однакова при включенні навантаження в “трикутник” (l = 180 ел. град.) і “зірку” (l = 120 ел. град., навантаження активне), а також при з'єднанні в “трикутник” (l = 120 ел. град.) і “зірку” (l = 180 ел. град.). У той же час параметри кривих різні;

в) при криві фазних і лінійних напрузі при l = 180 ел. град. і l = 120 ел. град. збігаються;

г) в інверторах з кутом провідності силових елементів l = 180 ел. град. форма вихідної напруги не залежить від коефіцієнта потужності навантаження, на відміну від випадку несиметричного керування l = 120 ел. град.;

д) використання силових елементів інвертора по напрузі і струму при l = 180 ел. град. і l = 120 ел. град. однаково при низькому значенні коефіцієнта потужності (0 £ c £ 0,528). При c > 0,528 несиметричне керування приводить до недовикористання перетворювачів по потужності;

е) надійність роботи інвертора при l = 120 ел. град. краща, а система керування більш проста, ніж при l = 180 ел. град.

На практиці, як джерело живлення автономного інвертора найчастіше використовують випрямляч. Випрямлячі у відмінності від акумуляторної батареї, або генератора постійного струму, мають властивість однобічної провідності. При і перемиканні транзисторів, ЕРС самоіндукції спрямована назустріч напрузі джерела живлення. Тому що величина ЕРС перевищує U_d, вентилі випрямляча вимикаються. У цей момент до вимкнених транзисторів прикладається значна по величині напруга. Для рішення цієї проблеми паралельно до виходу випрямляча підключається конденсатор (рис. 5.2). Величина ємності конденсатора залежить від схеми інвертора, параметрів навантаження, частоти вихідної напруги, значення c, максимального струму навантаження, припустимого перевищення напруги на конденсаторі і т.д.

 

5.3. Автономні інвертори з широтно-імпульсною модуляцією

 

З метою поліпшення гармонійного складу кривої вихідної напруги і регулювання його амплітуди застосовуються більш складні алгоритми перемикання ключів інвертора (рис. 5.1,а). При використанні цих алгоритмів відбувається додаткова комутація (двох, чотирьох і т.д.) транзисторів в перебігу напівперіода, в моменти які відмінні від значень: 0, p, 2p і т.д. Для одержання симетрії кривої вихідної напруги число додаткових комутацій повинне бути парним. При цьому, за аналогією з реверсивним транзисторним ШІП, керування транзисторами інвертора може бути симетричним і несиметричним.

При симетричному керування крива вихідної напруги на кожному напівперіоді складається з імпульсів змінної полярності. Форма напруги для даного випадку та чотирьох додаткових комутаціях за напівперіод показана на рис. 5.10,а. В інтервалі ввімкнуті транзистори VTI і VT2. У проміжку часу проводять транзистори VT3, VT4, а VTI, VT2 - вимкнуті і т.д. Амплітуда -ї гармоніки напруги (рис. 5.10, а), дорівнює:

 

(5.9)

 

Третя і п'ята гармоніки є найбільш значними і на них важко впливати. Виключення зі спектра вихідної напруги цих гармонік досягається вибором відповідних кутів керування і . Підставляючи в (5.9) номера гармонік = 3, = 5 і дорівнюючи відповідні рівняння нулю, одержимо: = 23,62 ел. град., = 33,30 ел. град. Дробові кути незручні при реалізації систем керування. При найближчому цілому значенні , третя і п'ята гармоніки будуть відмінні від нуля, однак їх амплітуда дуже незначна. Точні значення амплітуд гармонійних знаходяться з виразу (5.9) при підстановці обраних цілих значень кутів керування.

При несиметричному керуванні крива вихідної напруги протягом напівперіоду складається з імпульсів однієї полярності. На рис. 5.10,б представлені діаграми провідності транзисторів і форма напруги на навантаженні при чотирьох додаткових комутаціях на інтервалі 0...p. При відкриті транзистори VT1, VT2. У проміжку часу транзистор VT2 закривається, а VT3 відкривається. Напруга на навантажені , тому що навантаження виявляється закороченим транзисторами VT1, VT3 (см. рис. 5.1,б). При знову вмикається VT2 і вимикається VT3. До навантаження прикладається напруга джерела живлення позитивної полярності. Транзистор VT4 у перший напівперіод постійно закритий. В другому напівперіоді замкненим виявляється VT1.

 

Рис. 5.10. Діаграми роботи АІН при чотирьох додаткових

комутаціях за напівперіод

 

Транзистор VT4 постійно ввімкнутий, а VT2 і VT3 по черзі перемикаються. Амплітуда -ї гармоніки напруги на навантажені в даному випадку знаходиться з формули (5.9), якщо p = 1.

Мостова схема інвертора (рис. 5.1,а) також може працювати при багаторазових комутаціях транзисторів протягом напівперіоду вихідної напруги. Форма напруги на навантаженні для цього випадку показана на рис. 5.10, в. При цьому виключаються усі гармоніки з частотами нижче частоти імпульсів, на які розділена напруга .

Значно поліпшити гармонійний склад напруги на навантаженні можливо при використанні широтно-імпульсної модуляції (ШИМ) вихідної напруги інвертора. При широтно-імпульсній модуляції формування кривої вихідної напруги здійснюється шляхом багаторазового перемикання транзисторів з високою частотою , яка називається несущою, або частотою комутації (рис. 5.11,а). Тривалість імпульсів несущої частоти змінюється з кожним періодом відповідно до закону напруги керування (модулюючої напруги).

Це досягається при порівнянні опорної (пилкоподібної) напруги несущої частоти з кривою модулюючої напруги , частота якої визначає частоту вихідної напруги. У момент рівності напруг і (точки а, б на рис. 5.11,а,б) відбуваються перемикання транзисторів.

При двохполярній ШИМ (рис. 5.11,а) транзистори протилежних пліч VT1, VT2 і VT3, VT4 перемикаються в кожен період несущої частоти.

При однополярній ШИМ (рис. 5.11,б) транзистори VT1, VT2 комутирують при формуванні позитивних, a VT3, VT4 - негативних напівперіодів вихідної напруги. Однополярна ШИМ має кращий гармонійний склад вихідної напруги в порівнянні з двохполярною. При пилкоподібній опорній напрузі відбувається модуляція одного з фронтів імпульсів несущої частоти (рис. 5.11,a,6). Така ШИМ називається однобічною. Якщо як опорна напруга використовуються напруга з імпульсами трикутної форми, відбувається модуляція обох фронтів, і ШИМ називається двобічною.

Позначимо час ввімкнутого стану транзисторів VT1, VT2 - t1, а транзисторів VT3, VT4 - t2 (рис. 5.11,а). Тоді значення напруги на навантаженні, усереднене за період несущої частоти, дорівнює

 

(5.10)

 

Характер кривої визначається видом модулюючої напруги, відповідно до якого змінюються значення і . На практиці використовуються різні закони зміни модулюючої напруги - синусоїдальний, трапецеїдальний, трикутний, прямокутний і т.д.

 

 

 

Рис. 5.11. Діаграми роботи АІН при використанні

широтно-імпульсної модуляції

 

 

Найменший зміст вищих гармонійних у вихідній напрузі має місце при синусоїдальній ШИМ. У цьому випадку

 

, (5.11)

 

де - відносне значення глибини модуляцій; U_{у макс} - максимальне значення модулюючої напруги, яке в загальному випадку, дорівнює відповідній величині максимальної напруги несущої частоти ;

- частота вихідної напруги.

Підставляючи (5.11) в (5.10) одержимо

 

, (5.12)

 

З (5.12) видно, що змінюючи значення амплітуди і частоти модулюючої напруги, можна здійснювати регулювання амплітуди і частоти вихідної напруги АІН. При роботі автономного інвертора з ШИМ на обмотку двигуна, струм у навантаженні близький до синусоїдального (рис. 5.11,а).

У трифазному автономному інверторі напруги з ШИМ (см. рис. 5.2,а) керуючі імпульси подаються одночасно на початку періоду (рис. 5.11,а) на всі три транзистори верхньої або нижньої групи. Наприклад, у момент часу імпульси несущої частоти надходять на бази транзисторів VT1, VT3, VT5. Вимкнення їх і вмикання транзисторів VT2, VT4, VT6 відбувається в різний час , (рис. 5.11,a) відповідно до закону модуляції для кожної фази. Таким чином, напруга несущої частоти подається на бази транзисторів однієї з груп, у той час як модулюючи напруги кожної фази утворять трифазну систему.

Налагоджуючи систему керування кожної фази на синусоїдальний закон регулювання скважності, одержуємо вирази для кожної з трьох фаз АІН

 

(5.13)

Значення несущої частоти вибирається з умов обмеження втрат у транзисторі (її нижнє значення) і поліпшення гармонійного складу. Оптимальна величина несущої частоти відповідає співвідношенню:

 

. (5.14)

Література:

 

1. Руденко В.С., Сенько В.И., Чиженко И.М. Учебник для Вузов. – Киев: Вища шк., 1993 (и др. лет. изд.) – 431 с.

2. Онищенко Г.Б., Аксенов М.И., Грехов В.П. и др.; Под общ. ред. Г.Б. Онищенко. Автоматизированный электропривод промышленных установок. – М.: РАСХИ, 2001. – 520 с.

3. Розанов Ю.К. Основи силовой преобразовательной техники. – М.: Энергия, 1990. – 392 с.

4. Электротехнический справочник: В 4-х т., т. 4: Использование электрической энергии. 8-е изд. Под ред. Герасимова В.Г. – М: МЭИ, 2002.- 696 с.

5. Гусев В.Г Электроника и микропроцессорная техника. – М.: Высш. шк., 2004. – 790 с.

6. Герман-Галкин С.Г. Лабораторные работы на ПК: силовая электроника. – М: Корона Принт, 2002. – 304 с.

7. Методичні вказівки до виконання курсової роботи з дисципліни “Електроніка та мікросхемотехніка” для бакалаврів за напрямом 6.0922 - “електромеханіка” / Укл.: М.С. Путілін, А.О. Бойко, В.А. Войтенко. – Одеса: Наука і техніка, 2004.- 38 с.

8. Компоненты силовой электроники фирмы Motorola. – М.: Додэка, 1998. – 114с.

 

Навчальне видання

 

КОНСПЕКТ ЛЕКЦІЙ

З ДИСЦИПЛІНИ «ПЕРЕТВОРЮВАЛЬНА ТЕХНІКА»

ДЛЯ СПЕЦІАЛІСТІВ СПЕЦІАЛЬНОСТІ 7.090603

«Електротехнічні системи електроспоживання»

 

 

Укладачі: Микола Степанович Путілін

Андрій Олександрович Бойко