Формирователь Ф формирует прямоугольные посылки выходного сигнала.

Рисунок 8.11 - Структурная схема приемника частотной манипуляции

 

На рисунке 8.12 приведены временные диаграммы сигналов: а – передаваемый первичный сигнал, б – сигнал частотной манипуляции (ЧМн, FSK- Frequency Shift Keying) на выходе передатчика, в – сигнал на входе приемника, г- сигнал на выходе ФНЧ, д – сигнал на выходе формирователя.

Передаваемый сигнал представляет собой последовательность элементарных посылок позитива и негатива длительностью T. Сущность частотной манипуляции состоит в формировании синусоидального колебания частоты позитива при передаче посылки позитива и синусоидального колебания частоты негатива при передаче посылки негатива. Сдвигом частот называется разность частот позитива и негатива

.

Скорость изменения частоты сигнала в процессе манипуляции называется скоростью манипуляции. Скорость манипуляции равна

Период манипуляции составляет 2T, а частота манипуляции равна

Типичный спектр сигнала частотной манипуляции приведен на рисунке 8.13.

В спектре наблюдаются два характерных максимума на частотах позитива и негатива.

На входе приемника действует сигнал, искаженный помехой, поэтому на выходе частотного детектора и ФНЧ сигнал отличается от переданного сигнала в виде последовательности прямоугольных посылок.

Для формирования выходного сигнала используется формирователь элементарных посылок, который вырабатывает постоянное положительное напряжение при положительном входном сигнале и постоянное отрицательное напряжение при отрицательном входном сигнале.

 

Рисунок 8.12 – Временные диаграммы сигналов ЧМ приемника

 

 

Рисунок 8.13 – Спектр сигнала частотной манипуляции

 

8.3.2. Фильтровой частотный детектор

 

Функциональная схема детектора приведена на рисунке 9.4, а его детекторная характеристика – на рисунке 8.14.

Рисунок 8.14 – Функциональная схема фильтрового частотного детектора

 

По принципу работы детектор подобен балансному частотному детектору с взаимно расстроенными контурами, но вместо контуров в нем используются два полосовых фильтра: один из них настроен на частоту позитива, а другой на частоту негатива.

Фильтры детектора обеспечивают разделение колебаний частот позитива и негатива. Требование линейности детекторной характеристики к этому детектору не предъявляется.

 

 

Рисунок 8.15 – Детекторная характеристика фильтрового частотного детектора

 

8.3.3. Детектор с линией задержки на цифровых интегральных микросхемах (ИМС)

 

Схема детектора представлена на рисунке 8.16.

Рисунок 8.16 – Функциональная схема детектора сигнала частотной манипуляции

с цифровой линией задержки на ИМС

 

В состав детектора входит формирователь, преобразующий синусоидальный сигнал в последовательность прямоугольных импульсов с уровнями логического нуля и логической единицы. Временные диаграммы сигналов на входе и выходе формирователя приведены на рисунке 8.17.

 

Рисунок 8.17 – Временные диаграммы сигналов на входе и выходе формирователя

С выхода формирователя импульсы поступают на линию задержки, реализованную на D-триггерах. Она задерживает последовательность импульсов на время . За это время сигнал частоты позитива на выходе линии задержки приобретает фазовый сдвиг относительно входного сигнала, равный

.

Сигнал частоты негатива на выходе линии задержки приобретает фазовый сдвиг относительно входного сигнала, равный

.

Сигналы с входа и выхода линии задержки подаются на ключевой фазовый детектор, детекторная характеристика которого показана на рисунке8.18

 

Рисунок 8.18 – Детекторная характеристика ключевого фазового детектора

 

Из характеристики видно, что сигналы позитива и негатива на выходе детектора будут максимально отличаться друг от друга при выполнении условий:

,

где k = 1, 2,..

Таким образом,

.

Из последнего соотношения определим время задержки

. (8.1)

 

Фазовый сдвиг, вносимый линией задержки на средней частоте сигнала равен

.

Из последнего соотношения с учетом (8.1) определим требуемое значение средней частоты сигнала

.

Требуемое время задержки обеспечивается последовательным включением m D-триггеров, каждый из которых сдвигает сигнал на время, равное периоду тактовой частоты триггера T_T

_.

Тактовая частота триггера должна удовлетворять условию

.

Достоинством детектора является возможность реализации на цифровых ИМС, а недостатком жесткая связь средней частоты сигнала со сдвигом частот, которая, как правило, требует дополнительного преобразования частоты.

 

Лекция 23. Радиоприем сигналов минимальной частотной манипуляции

 

Тема 8. Радиоприем дискретных сигналов

 

8.4. Радиоприем сигналов минимальной частотной манипуляции

 

8.4.1. Общие сведения о сигналах минимальной и гауссовской минимальной

частотной манипуляции

 

Частотная манипуляция называется минимальной, если сдвиг частот F_сдв равен частоте манипуляции F_M

.

Достоинством сигнала минимальной частотной манипуляции (МЧМ, MSK – Minimum Shift Keying) является относительно узкий спектр, позволяющий разместить в ограниченном частотном диапазоне большее количество каналов с частотным разделением.

Для увеличения спектральной эффективности путем уменьшения ширины главного лепестка спектра и уровня боковых лепестков в модулятор сигнала МЧМ включают предмодуляционный гауссовский ФНЧ, т.е. ФНЧ, АЧХ которого описывается функцией Гаусса

,

где f_гр – граничная частота ФНЧ при неравномерности в полосе пропускания 3дБ.

 

Сигнал МЧМ, формируемый с использованием такого фильтра называют сигналом гауссовской МЧМ или GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying). Модуляция GMSK применяется в стандартах GSM и DECT.

В англоязычной литературе полосу пропускания гауссовского ФНЧ при неравномерности 3 дБ, равную его граничной частоте f_гр, обозначают символом B (Band – полоса) и используют параметр BT, равный произведению полосы пропускания ФНЧ на длительность элементарной посылки сигнала T. Величина этого параметра определяет ширину спектра сигнала GMSK.

На рисунках 8.19 – 8.21 приведены спектры сигнала GMSK при BT=3, BT=0,5 и BT=0,3 соответственно.

Рисунок 8.19 - Спектр сигнала GMSK при BT = 3

 

 

Рисунок 8.20 - Спектр сигнала GMSK при BT =0,5

 

 

Рисунок 8.21 - Спектр сигнала GMSK при BT = 0,3

 

Параметр BT=0.3 применяется в стандарте GSM, а параметр BT=0.5 – в стандарте DECT.

При сдвиге частот, равном частоте манипуляции F_M, девиация частоты равна

,

где v – скорость манипуляции, T – длительность элементарной посылки.

Индекс частотной манипуляции этих сигналов равен

 

8.4.2. Квадратурный способ формирования сигналов MSK и GMSK

с использованием операции интегрирования

 

Известно, что аналоговый ЧМ сигнал описывается соотношением

,

где - мгновенная частота, ,

-частота несущей, - нормированный модулирующий сигнал.

В приведенном выражении амплитуда ЧМ сигнала принята равной единице, что не влияет на общность последующих выводов.

После подстановки выражения для мгновенной частоты под знак интеграла и последующего интегрирования получим

где , ,

 

 

Обозначим

 

Учитывая периодичность функций косинуса и синуса, достаточно определить значение мгновенной фазы сигнала в интервале от до Поэтому определим аргумент косинуса и синуса следующим образом:

Тогда

Из приведенных соотношений следует, что для формирования сигнала MSK квадратурным методом необходимо иметь интегратор нормированного модулирующего сигнала, умноженного на , два функциональных преобразователя и , косинусно-синусный генератор несущей, вырабатывающий квадратурные компоненты и , и повышающий преобразователь частоты. Функциональная схема формирователя приведена на рисунке 8.22, а временные диаграммы, поясняющие формирование низкочастотных квадратурных компонент – на рисунке 8.23.

Рисунок 8.22 – Формирователь сигналов MSK и GMSK

 

После повышающего преобразователя частоты получается сигнал MSK, временная диаграмма которого приведена на рисунке 8.23. На этом же рисунке показана последовательность элементарных посылок на входе формирователя, задержанная на временной интервал t₀.

Формирователь сигнала GMSK отличается от формирователя сигнала MSK только наличием гауссовского ФНЧ, который на рисунке показан пунктиром.

 

Рисунок 8.23 – Временные диаграммы формирования низкочастотных

квадратурных компонент сигнала MSK

 

Рисунок 8.24 – Временные диаграммы высокочастотных квадратурных компонент сигнала и выходной сигнал формирователя

 

8.4.3. Формирование сигнала MSK с использованием перекодирования

и последовательно-параллельного преобразования

 

На рисунке 8.25 приведен укрупненный алгоритм формирования сигнала MSK путем перекодирования и последовательно-параллельного преобразования, а на рисунке 8.26 – временные диаграммы сигналов формирователя.

Рисунок 8.25 – Функциональная схема формирователя сигналов MSK и GMS с

использованием перекодирования и последовательно-параллельного преобразования

 

Нормированный модулирующий сигнал X_N(t) в виде последовательности элементарных посылок поступает на вход перекодирующего устройства, которое формирует выходной сигнал в соответствии с соотношением

.

Входящая в последнее соотношение функция sign(x) определяется следующим образом:

Перекодированный сигнал разбивается на дибиты, содержащие четный и нечетный бит. На рисунке 8.26 нечетные биты 1,3,5… заштрихованы.

Последовательно-параллельный преобразователь разбивает входной перекодированный сигнал X_p(t) на две выходные последовательности X₁(t) и X₂(t). Последовательность X₁(t) образуется из нечетных битов, а последовательность X₂(t) из четных битов перекодированного сигнала. Длительность элементарных посылок на выходе преобразователя в два раза больше длительности элементарной посылки входного сигнала. Выходные последовательности запаздывают относительно входного сигнала на длительность элементарной посылки входного сигнала T. Кроме того линия задержки обеспечивает задержку последовательности X₂(t) на длительность элементарной посылки входного сигнала T.

В состав формирователя входит косинусно-синусный генератор КСГ1, который формирует две квадратурные компоненты C₁(t) и S₁(t) c частотой, равной половине частоты манипуляции (с периодом 4T). Эти компоненты показаны на рисунке пунктиром.

Низкочастотные квадратурные компоненты сигнала MSK определяются следующими соотношениями:

 

 

Рисунок 8.26 – Временные диаграммы формирования сигнала MSK с использованием

перекодирования и последовательно-параллельного преобразования

 

Полученные указанным способом низкочастотные квадратурные компоненты не отличаются от аналогичных компонент, представленных на рисунке 8.23 и полученных с использванием интегратора и двух функциональных преобразователей.

Дальнейшее формирование сигнала осуществляется путем преобразования частоты так же, как в предыдущем способе.

Для формирования сигнала GMSK дополнительно включаются два гауссовских ФНЧ.

 

8.4.4. Автокорреляционный демодулятор сигналов MSK и GMSK

 

На рисунке 8.27 приведена структурная схема автокорреляционного демодулятора сигналов MSK и GMSK.

Рисунок 8.27 – Функциональная схема автокорреляционного демодулятора сигналов MSK и GMSK

Демодулятор состоит из автокорреляционного детектора, интегратора, формирователя элементарных посылок и блока синхронизации.

Функциональная схема автокорреляционного детектора представлена на рисунке 8.28.

 

Рисунок 8.28 – Автокорреляционный детектор

 

. Детектор состоит из 90-градусного фазорасщепителя (ФР), двух линий задержки, каждая из которых задерживает сигнал на длительность элементарной посылки T, двух перемножителей и вычитателя.

Пусть на выходах ФР действуют сигналы

где

Тогда на выходе детектора получим

Для нормальной работы детектора необходимо, чтобы в длительности элементарной посылки укладывалось целое число полупериодов несущей, т.е. выполнялось условие

2π f₀ T = π L, где L – целое число.

В этом случае сигнал на выходе детектора равен

На рисунке 8.29 показаны временная диаграмма передаваемого нормированного сигнала x_N(t), изменяющаяся в соответствии с законом модуляции фаза сигнала на входе демодулятора φ₀(t), фаза сигнала, задержанного на длительность элементарной посылки φ₀(t-T), разность фаз φ₀(t) - φ₀(t-T) и синус этой разности, определяющий выходной сигнал автокорреляционного детектора.

Рисунок 8.29 – Временные диаграммы сигналов в автокорреляционном демодуляторе

С целью повышения помехоустойчивости приема после детектора включается интегратор.

Для работы интегратора и следующего за ним формирователя элементарных посылок необходимо определить границы элементарных посылок. Для этой цели используется последовательность коротких импульсов с периодом, равным длительности элементарных посылок. Эта последовательность вырабатывается блоком синхронизации.

В момент прихода импульса интегратор обнуляется и начинается процесс интегрирования. Если в конце интервала интегрирования на выходе интегратора действует отрицательный сигнал, то на выходе формирователя появляется отрицательный уровень выходного сигнала, который остаётся неизменным до прихода следующего короткого импульса. Если в конце интервала интегрирования на выходе интегратора действует положительный сигнал, то на выходе формирователя появляется положительный выходной сигнал, который остается неизменным до прихода очередного короткого импульса.

Из временной диаграммы рисунка 8.29 видно, что выходной сигнал детектора со сдвигом во времени повторяет переданный сигнал, но первая посылка информационного сигнала пропадает.

 

8.4.5. Когерентный демодулятор

 

На рисунке 8.30 приведена функциональная схема когерентного демодулятора сигналов MSK и GMSK. В состав демодулятора входит понижающий преобразователь частоты, на выходе которого действуют две низкочастотные квадратурные компоненты сигнала X0_c(t) и X0_s(t).

Преобразователь содержит управляемый косинусно-синусный генератор несущей (УКСГ1), два перемножителя и два ФНЧ. Две квадратурные компоненты УКСГ1 синхронны соответствующим компонентам входного сигнала.

Низкочастотные квадратурные компоненты сигнала поступают на входы двух перемножителей, на другие входы которых поступают две квадратурные компоненты от управляемого косинусно-синусного генератора колебаний с частотой F_M /2 (УКСГ2).

На выходе сумматора формируется сигнал

Этот сигнал пропорционален мгновенной разности фаз входного сигнала и колебаниий УКСГ2.

Он поступает на блок синхронизации и интегратор.

Блок синхронизации формирует короткие импульсы на границах элементарных посылок, которые управляют работой интегратора, формирователя элементарных посылок и блока сравнения полярностей.

В момент действия импульса интегратор обнуляется. А затем начинается процесс интегрирования входного сигнала за время действия элементарной посылки.

Формирователь формирует постоянный положительный уровень выходного сигнала, если в конце интервала интегрирования действует положительный сигнал, и постоянный отрицательный уровень выходного напряжения, если в конце интервала интегрирования получается отрицательный сигнал.

Блок сравнения полярностей формирует выходной сигнал путем сравнения знаков текущей посылки и предыдущей. При одинаковых знаках формируется посылка позитива, а при противоположных - посылка негатива.

На рисунке 8.31 приведены временные диаграммы сигналов демодулятора. После первого преобразования частоты при условии синхронизма квадратурных компонент УКСГ1 соответствующим компонентам несущей входного сигнала фаза колебаний на выходе первого преобразователя частоты равна фазе низкочастотных компонент входного сигнала φ_с(t), которая определяется сигналом на выходе интегратора формирователя.

Мгновенная фаза колебаний УКСГ2 равна

Из последнего соотношения видно, что эта фаза изменяется на 2π за время действия 4 элементарных посылок по линейному закону. Поскольку изменение фазы 2 π не влияет на величину тригонометрической функции этого аргумента, то на рисунке 8.31 фаза изменяющаяся по линейному закону, представлена линейно-ломаной зависимостью.

 

 

Рисунок 8.30 - Функциональная схема когерентного демодулятора сигналов MSK и GMSK

 

 

Рисунок 8.31- Временные диаграммы сигналов в когерентном демодуляторе

Сигнала MSK

 

Приведена временная диаграмма разности фаз и сигнала w_c(t), пропорциональный косинусу этой разности фаз.

Остальные временные диаграммы пояснений не требуют, т.к. подобные сигналы рассматривались при изучении автокорреляционного демодулятора.

 

Лекция 24. Радиоприем сигналов фазовой и фазоразностной

манипуляции

 

Тема 8. Радиоприем дискретных сигналов

 

8.4. Радиоприем сигналов фазовой манипуляции

 

На рисунке 8.32 приведена структурная схема демодулятора сигнала двухпозиционной (бинарной) фазовой манипуляции (BPSK –Binary Phase Shift Keying), а на рисунке 8.33 – временные диаграммы формирования и демодуляции этого сигнала.

 

 

Рисунок 8.32 – Структурная схема демодулятора сигнала фазовой манипуляции

 

 

Рисунок 8.33 – Временные диаграммы формирования и демодуляции сигнала ФМ

 

С математической точки зрения формирование сигнала ФМ сводится к перемножению функции, описывающей последовательность элементарных посылок передаваемого сигнала, на на функцию, описывающую синусоидальную несущую.

Из рисунка 8.33 видно, что при этом получается сигнал фазовой манипуляции: посылке позитива соответствует сигнал, фазовый сдвиг которого относительно несущей равен нулю, а посылке негатива - сигнал, фазовый сдвиг которого относительно несущей равен 180 градусам.

Такой сигнал действует на входе фазового детектора демодулятора. Для его демодуляции устройство формирования опорного напряжения УФОН должно выработать сигнал, когерентный сигналу посылки позитива на входе демодулятора.

Фазовый детектор вырабатывает выходное напряжение, зависящее от фазового сдвига между входным сигналом и опорным напряжением. При нулевом фазовом сдвиге напряжение на выходе фазового детектора положительно. При фазовом сдвиге в 180 градусов – напряжение отрицательно. Фильтр нижних частот повышает помехоустойчивость приема. Вместо ФНЧ может быть использован интегратор, как при приеме сигнала МЧМ.

Формирователь Ф формирует прямоугольные посылки выходного сигнала.

Наиболее сложным в реализации в демодуляторе сигнала ФМ является УФОН. Структурная схема этого узла, выполненного по методу В.И. Сифорова, приведена на рисунке 8.34.

 

Рисунок 8.34 – Структурная схема УФОН

 

Источником опорного напряжения является генератор синусоидальных колебаний Г, включенный в кольцо ФАПЧ. Для подстройки фазы этого генератора используется входной сигнал. Фазовый детектор системы ФАПЧ ФД должен формировать управляющий сигнал, зависящий от начального фазового сдвига между опорным напряжением и напряжением входного сигнала. Для того, чтобы устранить влияние фазовой модуляции входного сигнала на работу системы ФАПЧ, осуществляют умножение частоты и фазы входного сигнала на 2 в умножителе частоты УМН1. При умножении на 2 нулевой фазовый сдвиг дает ноль, а фазовый сдвиг в 180 градусов 360 градусов, т.е. тоже ноль. Поскольку фазовый детектор может сравнивать фазы колебаний только одинаковой частоты, то частота и фаза опорного напряжения также умножаются на 2.

При данном и других способах формирования опорного напряжения с равной вероятностью можно получить колебание синхронное или посылкам позитива, или посылкам негатива входного сигнала.

Из рисунка 8.33 следует, что если вместо опорного колебания, показанного на рисунке, будет колебание емупротивофазное, то вместо посылки позитива будет принята посылка негатива и наоборот. Это явление называется «обратной работой».

Чтобы обнаружить обратную работу в передаваемый сигнал периодически вводят кодовые комбинации, которые заведомо известны на приемной стороне. При обнаружении по ним обратной работы осуществляется инверсия принятого сигнала.

Однако, указанные кодовые комбинации уменьшают скорость передачи данных информационного сигнала.

«Обратная работа» является основным недостатком сигналов ФМ. Их достоинство – высокая помехоустойчивость приема.

 

8.5. Радиоприем сигналов фазоразностной манипуляции

 

Фазоразностная манипуляция (относительная фазовая манипуляция) отличается от фазовой тем, что информация заложена не в абсолютной разности фаз между сигналом и опорным колебанием, а в разности фаз между текущей посылкой сигнала и предыдущей.

Существует два способа формирования сигнала фазоразностной манипуляции (ФРМ, DBPSK – Differential Binary Phase Shift Keying):

· имеет место скачок фазы на границе элементарных посылок на 180 градусов, если следующая посылка отрицательна (рисунок 9.18);

· имеет место скачок фазы на границе элементарных посылок на 180 градусов, если

следующая посылка положительна.

 

 

Рисунок 8.35 – Формирование сигнала ФРМ

 

Рассмотрим два способа демодуляции сигнала ФРМ.

1.Автокорреляционный демодулятор сигнала ФРМ

На рисунке 8.36 приведена структурная схема автокорреляционного демодулятора сигнала ФРМ, а на рисунке 8.37 – временные диаграммы сигналов демодулятора.

 

 

 

Рисунок 8.36 – Автокорреляционный демодулятор сигнала ФРМ

 

Из рисунка видно, что сигнал на выходе порогового устройства повторяет переданный сигнал, начиная со второй элементарной посылки. Первая посылка пропадает.

Достоинство автокорреляционного демодулятора – простота. Недостаток – относительно низкая помехоустойчивость, т.к. и во входной сигнал, и в сигнал на выходе линии задержки искажен помехой.

 

 

Рисунок 8.37 – Временные диаграммы сигналов в автокорреляционном демодуляторе

 

2. Когерентный демодулятор сигнала ФРМ

 

Структурная схема когерентного демодулятора сигнала ФРМ приведена на рисунке 8.38, а рисунок 8.39 поясняет работу демодулятора.

 

 

Рисунок 8.38 – Когерентный демодулятор сигнала ФРМ

 

Устройство формирования опорного напряжения УФОНформирует синусоидальное колебание, синфазное или противофазное посылкам входного сигнала.

Сигнал на выходе фазового детектора, а следовательно, на выходе ФНЧ зависит от разности фаз входного сигнала и опорного напряжения.

Прямоугольные элементарные посылки с выхода формирователя поступают на один их входов перемножителя. На второй вход перемножителя поступает последовательность элементарных посылок, задержанная на время, равное длительности одной элементарной посылки .

Выходной сигнал перемножителя повторяет преданный сигнал, начиная со второй элементарной посылки.

 

 

Рисунок 8.39 – Временные диаграммы сигналов в когерентном демодуляторе сигнала ФРМ

 

Нетрудно убедиться в том, что при опорном колебании, противофазном представленному на рисунке 8.39, результат детектирования окажется таким же.

Достоинством когерентного демодулятора является более высокая помехоустойчивость по сравнению с автокорреляционным. Это объясняется тем, что на один из входов фазового детектора поступает опорное колебание, не искаженное помехами, в отличие от входного сигнала. Недостаток демодулятора – более сложная реализация.

 

8.6. Радиоприем сигналов квадратурной фазоразностной манипуляции

 

Квадратурную фазоразностную манипуляцию (DQPSK) называют также двукратной или четырехпозиционной ФРМ. В отличие от двухпозиционной ФРМ с двумя значениями скачков фазы (0⁰ и 180⁰) при квадратурной ФРМ используются четыре варианта скачков фазы: 0⁰, 90⁰, 180⁰, 270⁰. Эти скачки фазы соответствуют четырем возможным комбинациям элементарных посылок, которые имеют место при передаче двух двоичных сигналов X₁ и X₂. Таблица 8.1 задает соответствие скачков фазы комбинациям элементарных посылок.

Таблица 8.1

 

X1X2	y
	0 0
	90 0
	180 0
	270 0

Особенностью приведенной кодировки (код Грея) является то, что соседним скачкам фазы соответствуют кодовые комбинации, отличающиеся друг от друга только одним битом. Следовательно, если демодулятор не различает два соседних скачка фазы, то ошибка возникает только в одном из двух переданных сигналов.

Формирование и демодуляцию сигнала в этом случае иллюстрирует рисунок 8.40.

Передаваемый информационный сигнал в виде последовательности элементарных посылок разбивается на дибиты. Каждый дибит содержит два смежных бита: нечетный и четный. Эта последовательность дибитов поступает на последовательно – параллельный преобразователь, на двух выходах которого действуют две последовательности элементарных посылок: первая состоит из нечетных битов каждого дибита, а вторая из четных битов.

На рисунке 8.41 приведена структурная схема демодулятора сигнала квадратурной ФРМ

Демодулятор содержит две ветви обработки сигнала, каждая из которых содержит фазовый детектор, ФНЧ и пороговое устройство. Различие состоит в том, что опорные напряжения подаются на фазовые детекторы обеих ветвей со сдвигом на 90 градусов.

Для простоты временные диаграммы рисунка 8.40 построены для идеального случая отсутствия помех. При построении принято, что детекторная характеристика фазового детектора изменяется по закону косинуса. Поэтому при фазовом сдвиге между сигналом и опорным колебанием, равным нулю, напряжение на выходе детектора положительно, при фазовом сдвиге в 180 градусов – отрицательно, а при фазовых сдвигах в 90 и 270 градусов – равно нулю.

Выходные напряжения пороговых устройств поступают на дешифратор, который функционирует согласно следующим соотношениям

 

,

.

 

 

Рисунок 8.40 - Временные диаграммы формирования и демодуляции сигнала

квадратурной (четырехпозиционной) ФРМ

 

Сигналы дешифратора u_вых1 и u_вых2 подаются на вход параллельно-последовательного преобразователя. Для работы этого преобразователя формируются две последовательности коротких импульсов I₁ и I₂. Период этих последовательностей равен длительности элементарной посылки на входах преобразователя. Импульс последовательности I₁ по времени соответствует серединам элементарных посылок на входах преобразователя. Импульсы поcледовательности I₂ расположены в середине временного интервала между импульсами последовательности I₁.

 

 

 

Рисунок 8.41 - Структурная схема демодулятора сигнала квадратурной

фазоразностной манипуляции

 

 

В момент действия импульса I₁ определяется знак напряжений u_вых1 и u_вых2 и формируется постоянный уровень выходного напряжения, соответствующий знаку напряжения u_вых1, и запоминается знак напряжения u_вых2. Уровень выходного напряжения остается неизменным до появления импульса последовательности I₂. С момента появления импульса I₂ формируется постоянный уровень выходного напряжения, соответствующий запомненному знаку напряжения u_вых2. Далее процесс повторяется.

 

Лекция 25. Радиоприем сигналов с ортогональным частотным

разнесением

 

Тема 8. Радиоприем дискретных сигналов

 

8.7. Радиоприем сигналов с ортогональным частотным разнесением

 

8.7.1. Общие сведения об ортогональном частотном разнесении

 

Ортогональноечастотное разнесение OFDM (Orthogonal frequency-division multiplexing) представляет собой вид цифровой модуляции, которая использует большое количество близко расположенных ортогональных поднесущих. Для модуляции поднесущих применяются известные виды цифровой модуляции, например, BPSK – бинарная фазовая, QPSK – квадратурная фазовая, QAM –квадратурная амплитудная.

При использовании K поднесущих передаваемый информационный сигнал разбивается на K последовательностей в последовательно-параллельном преобразователе. Длительность элементарной посылки на выходе преобразователя в K раз больше длительности элементарной посылки на его входе.

Большая длительность посылки делает возможным использование защитного интервала между символами, что позволяет устранять межсимвольные искажения (МСИ), вызванные многолучевым распространением сигнала.

При OFDM боковые полосы соседних поднесущих перекрываются, однако при этом возможно разделение сигналов за счет ортогональности несущих.

Условие ортогональности поднесущих:

,

где - частота k – ой несущей, ,

- длительность посылки на выходе последовательно-параллельного преобразователя.

Определим значение интеграла от произведения функций, описывающих k –ую и

i – ую поднесущие, в пределах от 0 до

Для борьбы с межсимвольной интерференцией в OFDM -сигнал вставляют защитный интервал ЗИ во временной области.

Необходимость защитного интервала связана с межсимвольной интерференцией, которую иллюстрирует рисунок 8.43.

Из рисунка 8.44 видно, что задержанный символ №1 накладывается на защитный интервал символа №2.

Рисунок 8.43 – Задержанный символ №1 накладывается на следующий символ №2

 

 

Рисунок 8.44 – Задержанный символ №1 перекрывается с защитным интервалом

символа №2

 

8.7.2. Формирование сигнала BPSK – OFDM

 

Рисунок 8.45 поясняет принцип формирования сигнала с ортогональным частотным разнесением при бинарной фазовой манипуляции поднесущих.

При использовании K поднесущих исходная последовательность передаваемых элементарных посылок с длительностью T разбивается на группы из K посылок.

Формируется последовательность коротких импульсов I₀ с периодом, равным , импульсы которой соответствуют границам групп.

Формируется последовательность коротких импульсов I₁, задержанная относительно последовательности I₀ на величину защитного интервала.

Передаваемая последовательность элементарных посылок (№1) поступает на вход последовательно-параллельного преобразователя, на выходах которого с задержкой на временной интервал действуют одновременно последовательности элементарных посылок длительностью (№2, №3 …№4).

Рисунок 8.45 - Временные диаграммы формирования сигналов

BPSK-OFDM

 

Посылка на выходе последовательно-параллельного преобразователя разбивается на две части: защитный интервал длительностью τ₁ и информационная часть посылки длительностью τ₀. На этих рисунках (№2, №3 …№4) показаны также ортогональные поднесущие для каждой последовательности.

Временные диаграммы №5, №6 …№7 представляют поднесущие, модулированные по фазе последовательностями №2, №3 …№4.

На временной диаграмме №8 показана сумма модулированных по фазе поднесущих

, (8.2)

где - k –я последовательность на выходе последовательно-параллельного преобразователя в интервале.

Суммарный сигнал модулированных поднесущих в интервале длительностью называется символом OFDM.

Временная диаграмма №9 представляет выходной сигнал формирователя с сигналами защитного интервала, сформированными из завершающей части символа с длительностью, равной длительности защитного интервала.

При традиционном способе формирования сигнала OFDM функциональная схема формирования символа OFDM должна быть такой, как показано на рисунке 8.46.

Рисунок 8.46 – Функциональная схема формирования символа OFDM при

традиционном способе реализации

 

Как видно из рисунка 8.46 в состав формирователя должны входить K генераторов поднесущей и столько же модуляторов, что требует больших аппаратных или программных затрат.

Поэтому был найден другой способ формирования символа OFDM.

Рассмотрим цифровой способ представления соотношения 8.2. для этого в соотношении (8.2) заменим непрерывное время t дискретным .

В результате получим

Это соотношение представляет собой реальную часть обратного дискретного преобразования Фурье, если рассматривать модулирующие сигналы X_k,I как отсчеты спектральной плотности.

Таким образом, при использовании ортогональных поднесущих сигнал на выходе формирователя на временном интервале действия информационной части посылки – символ OFDM – представляет собой реальную часть обратного дискретного преобразования Фурье последовательности X_k,I Это упрощает реализацию формирователя благодаря алгоритму быстрого преобразования Фурье.

Мнимая часть обратного дискретного преобразования Фурье вместе с реальной частью используется для реализации повышающего преобразователя частоты.

В результате структурная схема формирователя сигнала OFDM приобретает следующий вид (рисунок 8.47).

Полосовой фильтр используется для ограничения спектра сигнала на выходе формирователя.

 

 

Рисунок 8.47 - Формирователь сигнала BPSK-OFDM

 

8.7.3. Демодулятор сигнала BPSK – OFDM

 

На рисунке 8.48 приведена структурная схема демодулятора сигнала BPSK-OFDM.

Понижающий преобразователь частоты переносит спектр сигнала в низкочастотную область. Он состоит из 90 –градусного фазорасщепителя, местного генератора, двух перемножителей и сумматора. Квадратурные компоненты местного генератора синхронны соответствующим компонентам несущей.

Фильтр нижних частот обеспечивает селекцию сигнала, а блок прямого БПФ - его демодуляцию. На рисунке 8.48 приведены:

• Последовательности коротких импульсов с периодом , сдвинутые друг относительно друга на длительность защитного интервала (№1),
• Сигнал на выходе ФНЧ, содержащий символы OFDM и защитные интервалы (№2),
• Сигналы на выходах блока прямого ДПФ (№3..№5),
• Сигнал на выходе параллельно-последовательного преобразователя (№6).

Последовательности коротких импульсов обеспечивают удаление защитных интервалов при детектировании. Начиная с момента появления импульса I₁ запоминаются отсчеты входного сигнала блока прямого БПФ, а в момент появления импульса I₀ выполняется операция прямого БПФ по определению выходных сигналов блока. Уровни этих сигналов остаются неизменными до появления следующего импульса I₀.

Параллельно-последовательный преобразователь преобразует К входных последовательностей в одну последовательность элементарных посылок длительностью Т.

 

Рисунок 8.48 - Демодулятор сигнала OFDM

Рисунок 8.49 - Временные диаграммы сигналов в демодуляторе BPSK- OFDM

 

 

Лекция 26. Радиоприем широкополосных (шумоподобных) сигналов

 

Тема 8. Радиоприем дискретных сигналов

 

8.8. Радиоприем широкополосных (шумоподобных) сигналов

 

8.8.1.Сущность широкополосной связи

 

Широкополосная система - система, передаваемый сигнал которой занимает полосу частот, значительно превосходящую ту минимальную полосу частот, которая фактически требуется для передачи информации.

В широкополосной системе исходный модулирующий сигнал (например, сигнал телефонного канала) с полосой всего в несколько килогерц распределяют в полосе частот, ширина которой может быть несколько мегагерц. Последнее осуществляется путем двойной модуляции несущей передаваемым информационным сигналом и широкополосным кодирующим сигналом.

Существуют два основных вида широкополосной модуляции:

• метод прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum - DSSS),
• метод частотных скачков (Frequency Hopping Spread Spectrum - FHSS).

Оба эти метода предусматриваются стандартом IEEE 802.11 (Radio-Ethernet).

 

Свойства широкополосных систем:

• возможность селективной адресации,
• возможность уплотнения на основе кодового разделения,
• обеспечение скрытности передачи за счет использования сигналов с малой спектральной плотностью мощности,
• трудность расшифровки сообщений при подслушивании - конфиденциальность передач,
• высокая помехозащищенность,
• возможность повторного использования одного и того же участка спектра маломощными широкополосными сигналами и узкополосными сигналами более высокой мощности.

Последнее объясняется тем, что узкополосный сигнал может исказить только сравнительно узкий участок спектра широкополосного сигнала, а для узкополосного сигнала широкополосный не опасен из-за низкой мощности этого сигнала, соизмеримой с мощностью шумов.

 

8.8.2. Структурные схемы передатчика и приемника в системе с расширением спектра методом прямой последовательности

 

На рисунке 8.50 приведена структурная схема передатчика в системе с расширением спектра методом прямой последовательности (DSSS – Direct Sequence Spread Spectrum). В передатчике осуществляется двойная модуляция несущей. Сначала информационный сигнал u1 модулирует синусоидальную несущую u0. Затем модулированный сигнал u2 подвергается в балансном модуляторе БМ вторичной модуляции псевдослучайной последовательностью u3, которую формирует генератор псевдослучайной последовательности Г_ПСП. Процесс балансной модуляции описывается соотношением

 

Рисунок 8.50 – Структурная схемы передатчика в системе с расширением спектра

методом прямой последовательности

 

Структурные схемы формирования широкополосного сигнала при фазовой модуляции несущей приведены на рисунке 8.51. Поскольку первичная и вторичная модуляции с математической точки зрения сводятся к операции перемножения, то их можно менять местами.

 

 

Рисунок 8.51 – Структурные схемы передатчика в системе с расширением спектра методом

прямой последовательности при использовании фазовой модуляции

информационого сигнала

 

На рисунке 8.52 приведены временные диаграммы формирования выходного сигнала передатчика.

 

Рисунок 8.52 – Временные диаграммы сигналов передатчика в системе

с расширением спектра методом прямой последовательности

 

В качестве информационного сигнала используется последовательность элементарных посылок u1. На рисунке показан только один переход сигнала от посылки негатива к посылке позитива. Псевдослучайная последовательность u3 умножается на информационный сигнал u1. (Операция умножения заменяется на операцию сложения по модулю два, если информационный сигнал и псевдослучайная последовательность представлены уровнями логического нуля и логической единицы.)

Сигналом u2, полученным на выходе перемножителя, осуществляется фазовая модуляция несущей. Ширина спектра выходного сигнала во столько раз больше ширины спектра сигнала без расширения спектра, во сколько раз длительность информационной посылки больше длительности элементарной посылки псевдослучайной последовательности.

 

На рисунке 8.53 представлена структурная схема приемника в системе с расширением спектра методом прямой последовательности. Приемник содержит главный тракт приема ГТП, коррелятор и демодулятор сигнала фазовой манипуляции. Коррелятор состоит из перемножителя, на входы которого поступает широкополосный сигнал с выхода ГТП и псевдослучайная последовательность, синхронизированная с ПСП на передающей стороне канала связи, и узкополосный полосовой фильтр.

 

Рисунок 8.53 – Структурная схемы приемника в системе с расширением спектра

методом прямой последовательности

 

Помехоустойчивость приема при действии сильной сосредоточенной по частоте помехи объясняется тем, что при умножении помехи на ПСП спектр помехи расширяется, её спектральная плотность уменьшается. Поэтому на выходе узкополосного фильтра мощность помехи значительно меньше, чем на входе коррелятора.

На рисунке 8.54 представлена функциональная схема генератора псевдослучайной последовательности. В состав генератора входят три D-триггера и узел сложения по модулю два.

 

Рисунок 8.54 -Трехразрядный генератор псевдослучайной

кодовой последовательности максимальной длины

 

В таблице 8.2 записаны значения сигналов в течение 8 тактов работы генератора.

 

На нулевом такте осуществляется начальная установка триггеров в «1». При этом на выходе узла сложения по модулю два действует сигнал логического нуля.

С приходом очередного тактового импульса выполняются операции сдвига сигналов:U₁=U₄, U₄=U₃, U₃=U₂. После сдвигов формируется сигнал на выходе узла сложения по модулю два.

 

Таблица 8.2. Формирование псевдослучайной последовательности

 

Номер такта	U1	U2	U3	U4

 

 

Из таблицы видно, что на седьмом такте сигналы генератора повторяют значения соответствующих сигналов на нулевом такте. Таким образом, период псевдослучайной последовательности равен 7. В общем случае период псевдослучайной последовательности равен , где m – количество триггеров.

Последовательность называется псевдослучайной, так как она на самом деле представляет детерминированный периодический сигнал, который, однако, имеет статистические свойства белого шума.

При длительности элементарной посылки псевдослучайной последовательности (чипа) и m=23 период последовательности равен 8.388с, при m=43 – 101.7 суток, при m=61 – лет.

Рассмотренный метод расширения спектра нашел применение в системах подвижной связи с кодовым разделением CDMA (code-division multiple access).

 

8.8..3. Структурные схемы передатчика и приемника в системе с расширением

спектра методом скачкообразного изменения частоты

 

На рисунке 8.55 приведена структурная схема передатчика системы с расширением спектра методом скачкообразного изменения частоты. Генератор псевдослучайной последовательности управляет последовательностью значений частот несущей на выходе синтезатора частот (рисунок 8.56). Несущая модулируется информационным сигналом в модуляторе передатчика.

Рисунок 8.55 – Структурная схема передатчика в системе с расширением спектра

методом скачкообразного изменения частоты

 

Рисунок 8.56 – Временная диаграмма скачкообразного изменения частоты

 

Системы с расширением спектра путем программной перестройки рабочей частоты подразделяются на:

1. Системы с медленной перестройкой,

2. Системы с быстрой перестройкой,

3. Системы со средней скоростью перестройки.

 

В системах с медленной перестройкой скорость перестройки меньше скорости передачи сообщений, т.е. на одной частоте передаётся не менее двух информационных битов.

В системе с быстрой перестройкой скорость перестройки больше скорости передачи сообщений. За время передачи одного бита частота сигнала может измениться два и более раз.

В системе со средней перестройкой скорость перестройки равна скорости передачи сообщений.

Минимальное значение частотного разноса должно быть больше ширины полосы спектра информационного сигнала.

При наличии сильной помехи, мощность которой в пределах ширины полосы некоторого частотного канала превышает мощность несущей полезного сигнала, ошибки появляются с вероятностью 0.5. Для системы с перестройкой рабочей частоты среднее значение вероятности ошибки равно

,

где J – число источников помех, мощность которых не менее мощности несущей полезного сигнала, M –общее число частот в системе.

Вероятность ошибки может быть снижена за счёт помехоустойчивого кодирования-декодирования.

Структурная схема приемника в системе расширения спектра методом скачкообразного изменения частоты приведена на рисунке 8.57.. Отличие этого приемника от обычного супергетеродина состоит в том, что в качестве гетеродина используется синтезатор частоты, управляемый псевдослучайной последовательностью, такой же, как и в передатчике. Частоты синтезатора приемника отличаются от соответствующих частот передатчика на величину промежуточной частоты.

Рисунок 8.57 – Структурная схема приемника в системе с расширением спектра

методом скачкообразного изменения частоты

 

Например, стандарт IEEE 802.11 (Radio-Ethernet) предусматривает использование 79 частот. Время удержания частоты несущей (dwell time) составляет 20 мс.

 

Заключение по теме 8

Сущность амплитудной манипуляции состоит в том, что

При цифровых видах модуляции передаваемый сигнал содержит посылки положительной (символ «1») и отрицательной полярности (символ «0»).

При бинарной амплитудной манипуляции символу «1» соответствует передача несущего колебания в течение длительности посылки T, а символу «0-» - отсутствие колебания.

При приеме сигнала бинарной амплитудной манипуляции осуществляется выбор одной из двух возможных элементарных посылок: посылки позитива или посылки негатива. Поэтому формирование выходных сигналов в приемнике осуществляется с использованием порогового устройства.

Для повышения скорости передачи данных применяется многопозиционная квадратурная амплитудная манипуляция.

При квадратурной амплитудной манипуляции для распознавания переданного символа используется не одно, а несколько пороговых значений, что предъявляет более жесткие требования к стабильности параметров приемника и к системе его автоматической регулировки усиления.

При бинарной частотной манипуляции символу «1» соответствует передача несущего колебания одной частоты- частоты позитива, а символу «0» - другой частоты – частоты негатива. От разности частот позитива и негатива – сдвига частот – зависит ширина спектра сигнала. Манипуляция с минимальным частотным сдвигом, равным частоте манипуляции, называется минимальной частотной манипуляцией. Сужение спектра сигнала позволяет разместить в заданной полосе частот большее количество каналов с частотным разнесением, поэтому МЧМ и гауссовская МЧМ нашли широкое применение.

Высокую спектральную эффективность и высокую скорость передачи данных обеспечивают виды модуляции с ортогональным частотным разнесением.

Однако, с увеличением числа позиций модулированного сигнала, тем сложнее реализация приемного устройства, тем выше требования к характеристикам главного тракта приема и к демодулятору приемника, который, как правило, реализуется с использованием цифровой обработки сигналов.

Контрольные вопросы по теме 8

 

1. Поясните с помощью временных диаграмм сущность амплитудной манипуляции,

2. Начертите структурную электрическую схему радиоприемника сигналов амплитудной манипуляции,

3. Поясните с помощью временных диаграмм сущность частотной манипуляции,

4. Начертите структурную электрическую схему радиоприемника сигналов частотной манипуляции

5. Поясните с помощью временных диаграмм сущность бинарной фазовой манипуляции,

6. Начертите структурную электрическую схему радиоприемника сигналов бинарной фазовой манипуляции

7. Поясните с помощью временных диаграмм сущность бинарной фазоразностной манипуляции

8. Начертите структурную электрическую схему радиоприемника сигналов бинарной фазоразностной манипуляции,

9. Какое требование предъявляется к символам, соответствующим соседним позициям сигнального созвездия сигнала КАМ?

10. Начертите структурную электрическую схему демодулятора сигнала 16КАМ,

11. Какая частотная манипуляция называется минимальной?

12. Чем отличается сигнал гауссовской минимальной частотной манипуляции от сигнала минимальной частотной манипуляции?

13. Какой фильтр называется гауссовским?

14. Чему равна граничная частота гауссовского фильтра при неравномерности в полосе пропускания 3 дБ, если параметр BT=0.3 и длительность элементарной посылки сигнала равна 4 мкс?

15. Начертите структурную электрическую схему автокорреляционного демодулятора сигнала минимальной частотной манипуляции,

16. Начертите структурную электрическую схему автокорреляционного демодулятора сигнала квадратурной фазоразностной манипуляции,

17. Длительн